电压产生器
技术领域
本发明涉及一种电压产生器。
背景技术
图5表示现有技术的电压产生器500c的电路示意图。
当第二电压调节器505c通过致能信号ven从禁能模式切换至致能模式后，第二电压调节器505c的反馈电压vfb须重新锁定至参考电压vref，反馈电压vfb锁定至参考电压vref的过程需花费的一定长度的时间tc(称做安定时间(settling time))，如图6所示。这段安定时间会造成负载506一定时间长度的工作不稳定，而影响到工作效能。
发明内容
本发明提出一种电压产生器，其可以缩小输出电压的安定时间与过冲电压(正过冲或负过冲)的幅度。
本发明的一实施方式提出一种电压产生器，包括：第一电压调节器，根据参考电压对输出端子供给输出电压；第二电压调节器，所述第二电压调节器根据致能信号决定操作在致能模式或禁能模式，所述第二电压调节器操作在所述致能模式时根据所述参考电压对所述输出端子供给所述输出电压，所述第二电压调节器包括：误差放大器，所述误差放大器操作在所述致能模式时将基于所述输出电压的反馈电压与所述参考电压之差放大并输出至所述输出电压；分压电路，分压所述输出电压以产生所述反馈电压；以及初始电压产生器，所述第二电压调节器根据所述致能信号由所述禁能模式切换至所述致能模式后的一初始时间区间，所述初始电压产生器使所述反馈电压的电压值位于初始电压值，所述初始电压产生器包括第一电容器、第二电容器以及第一电阻器，所述第一电容器、所述第二电容器以及所述第一电阻器相互串接于所述分压电路的一端以及接地端子间，且所述初始电压值反比于所述第一电容器的电容值。
本发明的另一实施方式提出一种电压产生器，其中，所述初始电压产生器包括第一电容器、第二电容器、第三电容器、第一晶体管、第二晶体管以及第一电阻器，所述第二电容器、所述第三电容器以及所述第一电阻器相互串接于所述分压电路的一端以及接地端子间，所述第一晶体管与所述第二晶体管受控于所述致能信号并使所述第一电容器的一端耦接于所述接地端子或所述分压电路，且所述初始电压值反比于所述第一电容器的电容值。
基于上述，根据本发明的电压产生器，反馈电压在禁能模式切换至致能模式后的初始电压值可与参考电压接近，使得反馈电压在锁定至参考电压的过程有较短的安定时间与较小的过冲电压，因此能够使电压产生器在低耗能模式切换至较高耗能模式时，输出电压有较短的安定时间与较小的过冲电压。
附图说明
图1是表示本发明的第1实施方式的电压产生器的电路图；
图2是表示图1所示的电压产生器的各电压信号的时序图；
图3是表示本发明的第2实施方式的电压产生器的电路图；
图4是表示图3所示的电压产生器的各电压信号的时序图；
图5是现有技术的电压产生器的电路示意图；
图6是表示图5的电压产生器的各电压信号的时序图。
附图标号说明：
100a、100b、500c：电压产生器
100：接地端子
101：电源端子
102、502：输出端子
103、503：第一电压调节器
104、504：参考电压源
105a、105b、505c：第二电压调节器
106、506：负载
107a、107b：初始电压产生器
108：误差放大器
109：反相器
110：致能信号输入端子
P1、P2、P3、P4：晶体管
N1、N2：晶体管
R1：第一电阻器
R2：第二电阻器
R3：第三电阻器
C1：第一电容器
C2：第二电容器
C3：第三电容器
ven：致能信号
vfb：反馈电压
vout：输出电压
vref：参考电压
vinia、vinib：初始电压值
vdd：电源电压
ta、tb、tc：安定时间
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。
图1是本发明的第1实施方式的电压产生器100a的电路图。
本实施方式的电压产生器100a包括接地端子100、电源端子101、输出端子102、第一电压调节器103、参考电压源104、第二电压调节器105a，其中第二电压调节器105a包括初始电压产生器107a、误差放大器108、反相器109、致能信号输入端子110、晶体管P1、P2与P3、第一电阻器R1、第二电阻器R2与第三电阻器R3以及第一电容器C1与第二电容器C2。
上述元件的连接关系如下：参考电压源104的一端与误差放大器108的反转输入端子及第一电压调节器103的输入端子连接，参考电压源104的另一端与接地端子100连接；误差放大器108的致能端子、晶体管P3的控制端以及反相器109的输入端子与致能信号输入端子110连接；晶体管P3的一端、晶体管P2的控制端与误差放大器108的输出端子连接；晶体管P3、P2的另一端与电源端子101连接；晶体管P2的一端、晶体管P1的另一端以及第一电压调节器103的输出端子与输出端子102连接；晶体管P1的控制端与反相器109的输出端子连接；第三电阻器R3的一端、第二电阻器R2的另一端与误差放大器108的非反转输入端子连接；第三电阻器R3的另一端与接地端子100连接；第二电阻器R2的一端、晶体管P1的一端与第二电容器C2的一端连接；第二电容器C2的另一端、第二电阻器R2的另一端与第一电阻器R1的一端连接；第一电阻器R1的另一端与第一电容器C1的一端连接；第一电容器C1的另一端与接地端子100连接；负载106的一端与输出端子102连接；负载106的另一端与接地端子100连接，电源端子101与电源电压vdd连接，接地端子100与接地电压连接。
以下，对如上文所述般构成的电压产生器100a的动作进行说明。
参照图1与图2，在致能信号ven为一第二逻辑电平，即致能模式时，电压产生器100a的第一电压调节器103与第二电压调节器105a根据参考电压源104产生的参考电压vref，对连接于输出端子102的负载106提供输出电压vout。为了节省电源，当负载106操作在低耗电模式时，电压产生器100a可通过致能信号ven设定为第一逻辑电平，而将第二电压调节器105a设定成禁能模式，并只以第一电压调节器103对负载106提供输出电压vout，如此可以节省第二电压调节器105a的待机电流，以达到省电的效果。当负载106操作在较高耗电模式时，电压产生器100a再通过致能信号ven设定为第二逻辑电平将第二电压调节器105a由禁能模式切换至致能模式，使第一电压调节器103与第二电压调节器105a同时对负载106提供输出电压vout。
上述的第一逻辑电平可以为逻辑高电平或也可以为逻辑低电平，没有特别的限定。并且，第二逻辑电平为与第一逻辑为准互补的逻辑电平。
电压产生器100a通过下述方式将第二电压调节器105a设定成禁能模式。首先，根据为一第一逻辑电平的致能信号ven，将误差放大器108设定成禁能模式，并将晶体管P3接通、晶体管P1关断，使得晶体管P2因控制端电压提高而关断，第二电阻器R2、第三电阻器R3不流过电流，以完成禁能模式的设定并达到省电的效果。值得注意的，当第二电压调节器105a在禁能模式下，第一电压调节器103仍正常操作，即第一电压调节器103仍对负载106提供输出电压vout，而此时因为第二电阻器R2、第三电阻器R3不流过电流，即第三电阻器R3两端的电压相等，因此在禁能模式下反馈电压vfb等于接地端子100的接地电压。
当致能信号ven由第一逻辑电平切换至第二逻辑电平，以将第二电压调节器105a由禁能模式切换至致能模式后，误差放大器108被致能，晶体管P3关断、晶体管P1接通，使得误差放大器108、晶体管P2与图1所示的第一电阻器R1、第二电阻器R2与第三电阻器R3及第一电容器C1、第二电容器C2等电路将反馈电压vfb从初始电压值vinia重新锁定至参考电压vref，从致能信号ven由第一逻辑电平切换至第二逻辑电平后到反馈电压vfb锁定至参考电压vref的过程所花费的时间ta称做安定时间，如图2所示。
以下对反馈电压vfb的初始电压值vinia进行分析。在致能信号ven位于第一逻辑电平时(即禁能模式)，初始电压产生器107a的第一电容器C1与第二电容器C2的两端电压皆等于接地端子100的接地电压，因此此时第一电容器C1与第二电容器C2皆未存储电荷。在致能信号ven由第一逻辑电平切换至第二逻辑电平后，晶体管P1接通，经由晶体管P1注入初始电压产生器107a的电荷被分配至第一电容器C1与第二电容器C2，第一电容器C1与第二电容器C2的电荷分配关系可由以下方程式(1)表示，从方程式(1)可推论出反馈电压vfb的初始电压值vinia反比于第一电容器C1的电容值，并正比于第二电容器C2的电容值。
另外，从方程式(1)亦可知第一电容器C1、第二电容器C2的电容值的设计方式，以使反馈电压vfb的初始电压值vinia接近于参考电压vref，以缩小反馈电压vfb在锁定至参考电压vref过程的安定时间与过冲电压，例如，当参考电压vref＝1伏特(volt,V)，输出电压vout＝3V时，第一电容器C1以及第二电容器C2的电容值的比例(C1/C2)可设计为实质上等于2。
在致能信号ven由第一逻辑电平切换至第二逻辑电平后，若反馈电压vfb的初始电压值vinia为一略大于参考电压vref的电压值，通过第二电压调节器105a的负反馈设计，误差放大器108将反馈电压vfb与参考电压vref之差放大，使得晶体管P2的控制端电压上升，流向第二电阻器R2、第三电阻器R3的电流下降，因此反馈电压vfb下降并逐渐锁定至参考电压vref。
反之，若反馈电压vfb的初始电压值vinia为一略小于参考电压vref的电压值，通过第二电压调节器105a的负反馈设计，误差放大器108将反馈电压vfb与参考电压vref之差放大，使得晶体管P2的控制端电压下降，流向第二电阻器R2、第三电阻器R3的电流上升，因此反馈电压vfb上升并逐渐锁定至参考电压vref。
值得一提的，第一电容器C1除了可用于决定反馈电压vfb的初始电压值vinia，以使反馈电压vfb能快速的锁定至参考电压vref之外，亦可同时用于第二电压调节器105a的相位补偿(phase compensation)，因此能减小电路面积，并降低成本。
其次，参照图3与图4对本发明的第2实施方式的电压产生器100b进行说明。
不同于第1实施方式的电压产生器100a，本实施方式的电压产生器100b不设置晶体管P1以及初始电压产生器107a，而于第三电阻器R3与接地端子100之间连接有晶体管N1。另外于第二电阻器R2的两端连接有初始电压产生器107b。由于其他构成与图1的电压产生器100a相同，故而对同一构成元素赋予同一符号，并适当省略重复的说明。
上述晶体管N1的控制端与致能信号输入端子110连接，晶体管N1的一端与第三电阻器R3的另一端连接，晶体管N1的另一端则与接地端子100连接。上述初始电压产生器107b中，第二电容器C2的一端与第二电阻器R2的一端连接，第二电容器C2的另一端与第二电阻器R2的另一端连接；第一电阻器R1的一端与第二电容器C2的另一端连接，第一电阻器R1的另一端与第三电容器C3的一端连接；第三电容器C3的另一端与接地端子100连接；晶体管P4的控制端、晶体管N2的控制端与反相器109的输出端子连接，晶体管P4的另一端与第二电容器C2的另一端连接，晶体管P4的一端与晶体管N2的一端连接，晶体管N2的另一端与接地端子100连接；第一电容器C1的一端与晶体管N2的一端连接，第一电容器C1的另一端与接地端子100连接。
本实施方式的电压产生器100b亦与第1实施方式的电压产生器100a相同，通过将反馈电压vfb的初始电压值vinib设计成接近于参考电压vref，以缩小反馈电压vfb在锁定至参考电压vref过程的安定时间以及所可能产生的过冲电压的幅度。
以下，对如上文所述般构成的电压产生器100b的动作进行说明。
请同时参照图3与图4，在致能信号ven为第二逻辑电平，即致能模式时，电压产生器100b的第一电压调节器103与第二电压调节器105b可根据参考电压源104产生的参考电压vref，并对连接于输出端子102的负载106提供输出电压vout。为了节省电源，当负载106操作在低耗电模式时，电压产生器100b可通过致能信号ven设定为第一逻辑电平，而将第二电压调节器105b设定成禁能模式，并只以第一电压调节器103对负载106提供输出电压vout，如此可以节省第二电压调节器105b的待机电流，以达到省电的效果。当负载106操作在较高耗电模式时，电压产生器100b再通过致能信号ven设定为第二逻辑电平将第二电压调节器105b由禁能模式切换至致能模式，使第一电压调节器103与第二电压调节器105b同时对负载106提供输出电压vout。
在本实施例中，电压产生器100b通过下述方式将第二电压调节器105b设定成禁能模式。首先，根据为第一逻辑电平的致能信号ven，将误差放大器108设定成禁能模式，并将晶体管P3接通、晶体管N1关断，使得晶体管P2因控制端电压提高而关断，第二电阻器R2、第三电阻器R3不流过电流，以完成禁能模式的设定并达到省电的效果。值得注意的，当第二电压调节器105b在禁能模式下，第一电压调节器103仍正常操作，即第一电压调节器103仍对负载106提供输出电压vout，而此时因为第二电阻器R2、第三电阻器R3不流过电流，即第二电阻器R2两端的电压相等，因此在禁能模式下反馈电压vfb等于输出电压vout。
当致能信号ven由第一逻辑电平切换至第二逻辑电平，以将第二电压调节器105b由禁能模式切换至致能模式后，误差放大器108被致能，晶体管P3与晶体管N2关断、晶体管N1与晶体管P4接通，使得误差放大器108、晶体管P2与图3所示的第一电阻器R1、第二电阻器R2与第三电阻器R3及第一电容器C1、第二电容器C2与第三电容器C3等电路将反馈电压vfb从初始电压值vinib重新锁定至参考电压vref，从致能信号ven由第一逻辑电平切换至第二逻辑电平后到反馈电压vfb锁定至参考电压vref的过程所花费的时间tb称做安定时间，如图4所示。
以下对反馈电压vfb的初始电压值vinib进行分析。在致能信号ven位于第一逻辑电平时(即禁能模式)，晶体管P4关断而晶体管N2接通，因此，初始电压产生器107b中各电容的两端电压分别为：第一电容器C1的两端电压皆等于接地端子100的接地电压；第二电容器C2的两端电压皆等于输出电压vout；第三电容器C3的一端为输出电压vout，另一端为接地端子100的接地电压。从上述的电压关系可推论出此时第一电容器C1与第二电容器C2皆未存储电荷，而第三电容器C3存储有C3×vout的电荷。在致能信号ven由第一逻辑电平切换至第二逻辑电平，晶体管P4接通而晶体管N2关断，第三电容器C3存储的电荷C3×vout被分配至第一电容器C1与第二电容器C2，此时第一电容器C1、第二电容器C2与第三电容器C3的电荷分配关系可由以下方程式(2)表示，从该方程式(2)可推论出反馈电压vfb的初始电压值vinib反比于电容值C1，并正比于第三电容器C3的电容值与第二电容器C2的电容值的差值。
另外，从方程式(2)亦可知第一电容器至第三电容器C1-C3的电容值的设计方法，以使反馈电压vfb的初始电压值vinib接近于参考电压vref，以缩小反馈电压vfb在锁定至参考电压vref过程的安定时间与过冲电压，例如，当参考电压vref＝1V，输出电压vout＝3V时，第一电容器至第三电容器的电容值的关系：C1/(C3-C2)，可设计在实质上等于2。
在致能信号ven由第一逻辑电平切换至第二逻辑电平后，若反馈电压vfb的初始电压值vinib为一略大于参考电压vref的电压值，通过第二电压调节器105b的负反馈设计，误差放大器108将反馈电压vfb与参考电压vref之差放大，使得晶体管P2的控制端电压上升，流向第二电阻器R2、第三电阻器R3的电流下降，因此反馈电压vfb下降并逐渐锁定至参考电压vref。
反之，若反馈电压vfb的初始电压值vinib为一略小于参考电压vref的电压值，通过第二电压调节器105b的负反馈设计，误差放大器108将反馈电压vfb与参考电压vref之差放大，使得晶体管P2的控制端电压下降，流向第二电阻器R2、第三电阻器R3的电流上升，因此反馈电压vfb上升并逐渐锁定至参考电压vref。
值得一提的，第一电容器C1除了可用于决定反馈电压vfb的初始电压值vinib，以使反馈电压vfb能较快地锁定至参考电压vref之外，亦可同时用于第二电压调节器105b的相位补偿，因此能减小电路面积，并降低成本。
综上所述，本发明的电压产生器100a、100b的反馈电压vfb，在禁能模式切换至致能模式后的初始电压值与参考电压vref接近，使得反馈电压vfb在锁定至参考电压vref的过程有较短的安定时间与较小的过冲电压，因此能够使电压产生器100a、100b在低耗能模式切换至较高耗能模式时，输出电压vout有较短的安定时间与较小的过冲电压。
