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buck电路 集锦文档7篇

2020-08-27 10:48:10

  buck电路 1:

  具有过压保护电路的Buck电路

  第一、技术领域

  本发明涉及到电源技术领域,特别是涉及到一种具有过压保护电路的buck电路。

  第二、背景技术

  buck电路是降压斩波电路,是基本的DC-DC电路之一,用于直流到直流的降压变换,随着社会的不断发展,生活水平也在不断的提高,电器设备日益增多,很多电器设备内部电源转换电路采用的是buck电路,其应用范围非常广泛。

  当前采用buck电路的电源转换器都存在开关管损坏或电压反馈电路失效而导致输出高电压的失效模式。开关管多数采用MOSFET,而MOSFET失效的原因大部分为内部低阻导通,这相当于输出电压等于输入电压,很容易将后端电路(设备)损坏。同理,电压反馈电路失效也可能会导致输出电压过高。

  第三、发明内容

  本发明的主要目的为提供一种具有过压保护电路的buck电路,旨在解决buck电路失效后的安全问题。

  本发明提出一种具有过压保护电路的buck电路,其方案包括:buck电路、发热装置短接电路以及保险装置F1,所述发热装置短接电路包括发热组件R1,所述发热组件R1紧贴所述保险装置F1,当所述buck电路输出过压电压时,导通所述发热装置短接电路,所述发热组件R1产生热量切断所述保险装置F1。

  进一步地,所述buck电路包括电感L1、电容C1、MOS管Q1以及MOS管Q2,所述电感L1的一端与MOS管Q1的源极以及MOS管Q2的漏极连接,另一端与电容C1一端连接,所述MOS管Q2的源极与地、电容C1的另一端连接。

  进一步地,所述发热装置短接电路还包括MOS管Q3、二极管Z1以及二极管Z2,所述二极管Z2的正极和负极分别连接所述buck电路的输出负极OUT-和输出正极OUT+,所述发热组件R1一端连接buck电路的输入正极IN+,另一端与所述MOS管Q3的漏极连接,所述MOS管Q3的栅极与所述二极管Z1的正极连接,所述MOS管Q3的源极接地,所述二极管Z1的负极与二极管Z2的负极连接。

  进一步地,所述发热装置短接电路还包括分压调节电阻R2以及分压调节电阻R3,所述分压调节电阻R2一端与所述MOS管Q3的栅极、分压调节电阻R3的一端连接,另一端与二极管Z1的正极连接,所述分压调节电阻R3的另一端连接所述MOS管Q3的源极。

  进一步地,所述二极管Z2为瞬态抑制二极管。

  进一步地,该方案还包括驱动控制电路以及反馈电路,所述驱动控制电路具有高端输出驱动通道HO和低端输出驱动通道LO,所述高端输出驱动通道HO与MOS管Q1的栅极连接,所述低端输出驱动通道LO与所述MOS管Q2的栅极连接,所述驱动控制电路的一端连接所述buck电路的输入正极IN+,另一端与所述反馈电路的一端连接,所述反馈电路的另一端连接所述buck电路的输出正极OUT+,所述反馈电路用于采集所述buck电路的输出正极OUT+的输出电压并反馈给所述驱动控制电路,当所述输出电压大于阈值电压时,所述驱动控制电路发出高电平信号,所述发热装置短接电路根据所述高电平信号接通所述MOS管Q3、所述二极管Z1以及所述二极管Z2,以导通所述发热组件R1。

  进一步地,所述发热组件R1为发热电阻丝。

  进一步地,所述保险装置F1为保险丝。

  进一步地,所述保险装置F1为热敏断路器。

  进一步地,还包括欠压自锁电路,所述欠压自锁电路一端连接所述buck电路的输入正极IN+,另一端与所述保险装置F1的输入端连接。

  本发明提出的具有过压保护电路的buck电路,当buck电路失效而导致输出电压过高时,能及时接通发热装置短接电路,从而促使发热组件R1发热,且由于保险装置F1紧贴发热组件R1,因此发热组件R1的热量能够切断保险装置F1,实现断开buck电路的电压输入,从而防止了buck电路输出过高的电压,进而防止buck电路后端设备因过压烧损,同时保护了电路的各个电子元件,保证电路的稳定安全运行。

  第四、附图说明

  图1为本发明具有过压保护电路的buck电路一实施例的原理图。

  本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例,参照附图做进一步说明。

  第五、具体实施方式

  应当理解,此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明,并不用于限定本发明。

  下面将结合本发明实施例中的附图,对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述,显然,所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例,而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例,本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例,都属于本发明保护的范围。

  本技术领域技术人员可以理解,除非特意声明,这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”“上述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是,本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件、单元、模块和/或组件,但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、单元、模块、组件和/或它们的组。应该理解,当我们称元件被“连接”或“耦接”到另一元件时,它可以直接连接或耦接到其他元件,或者也可以存在中间元件。此外,这里使用的“连接”或“耦接”可以包括无线连接或无线耦接。这里使用的措辞“和/或”包括一个或更多个相关联的列出项的全部或任一单元和全部组合。

  本技术领域技术人员可以理解,除非另外定义,这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语),具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是,诸如通用字典中定义的那些术语,应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义,并且除非像这里一样被特定定义,否则不会用理想化或过于正式的含义来解释。

  参照图1,示出本发明具有过压保护电路的buck电路的原理图,如图1所示,本发明具有过压保护电路的buck电路包括buck电路、发热装置短接电路以及保险装置F1,发热装置短接电路包括发热组件R1,发热组件R1紧贴保险装置F1,当buck电路输出过压电压时,导通发热装置短接电路,发热组件R1产生热量切断保险装置F1。

  本实施例的一种具有过压保护电路的buck电路,当buck电路降压失效时,则buck电路输出电压过高,此时能够接通发热装置短接电路,从而促使发热组件R1发热,且由于保险装置F1紧贴发热组件R1,因此发热组件R1的热量能够切断保险装置F1,实现断开buck电路的电压输入,从而防止了buck电路输出过高的电压,进而防止buck电路后端设备因过压烧损,同时保护了电路的各个电子元件,保证电路的稳定安全运行。

  本实施例中,buck电路包括电感L1、电容C1、MOS管Q1以及MOS管Q2,电感L1的一端与MOS管Q1的源极以及MOS管Q2的漏极连接,另一端与电容C1一端连接,MOS管Q2的源极与地、电容C1的另一端连接。buck电路具有电路成熟、稳定、转换效率高等特点。

  在本实施例中,发热装置短接电路还包括MOS管Q3、二极管Z1以及二极管Z2,二极管Z2的正极和负极分别连接buck电路的输出负极OUT-和输出正极OUT+,发热组件R1一端连接buck电路的输入正极IN+,另一端与MOS管Q3的漏极连接,MOS管Q3的栅极与二极管Z1的正极连接,MOS管Q3的源极接地,二极管Z1的负极与二极管Z2的负极连接。

  buck电路是一种降压斩波电路,用于将输入的高电压变换成合适的低电压输出,从而满足不同设备的工作需求。在buck电路正常工作的状态下,由buck电路的输入正极IN+和buck电路的输入负极IN-输入高电压,buck电路的输出正极OUT+和buck电路的输出负极OUT-输出低电压。当buck电路异常导致降压失效时,即输入电压为高电压,输出电压也为高电压,此时电路会接通二极管Z2、二极管Z1,电流从buck电路的输入正极IN+流经发热组件R1、MOS管Q3、二极管Z1以及二极管Z2,并回到buck电路的输出负极OUT-,此时发热组件R1处于短接状态,发热组件R1产生热量,从而切断保险装置F1,切断buck电路电压的输入。在本实施例中,当二极管Z2接通时,若此时MOS管Q1损坏导致MOS管Q1内部短接,则此时保险装置F1处于短接状态,流经保险装置F1的电流迅速增大,此时保险装置F1也会被切断。其中,在上述结构中二极管Z2为稳压二极管,该二极管是一种直到临界反向击穿电压前都具有很高电阻的半导体器件,在这临界击穿点上,反向电阻降低到一个很小的数值,在这个低阻区中电流增加而电压则保持恒定,因此可以保证发热装置短接电路在接触瞬间不会因电压的突变导致发热组件R1受损,保证发热装置短接电路工作的稳定性。

  可选地,发热装置短接电路还包括分压调节电阻R2以及分压调节电阻R3,分压调节电阻R2一端与MOS管Q3的栅极、分压调节电阻R3的一端连接,另一端与二极管Z1的正极连接,分压调节电阻R3的另一端连接MOS管Q3的源极。通过调节压调节电阻R2以及分压调节电阻R3能够调节在接通发热装置短接电路时,加在发热组件R1两端的电压值,从而调节发热组件R1发热量的大小,避免发热组件R1受高压损坏的风险。

  可选地,二极管Z2为瞬态抑制二极管。瞬态抑制二极管(Transient VoltageSuppressor)简称TVS,是一种二极管形式的高效能保护器件。当TVS二极管的两极受到反向瞬态高能量冲击时,它能以10的负12次方秒量级的速度,将其两极间的高阻抗变为低阻抗,吸收高达数千瓦的浪涌功率,使两极间的电压箝位于一个预定值,有效地保护电子线路中的精密元器件,免受各种浪涌脉冲的损坏。

  可选地,本发明具有过压保护电路的buck电路还包括驱动控制电路以及反馈电路,驱动控制电路具有高端输出驱动通道HO和低端输出驱动通道LO,高端输出驱动通道HO与MOS管Q1的栅极连接,低端输出驱动通道LO与MOS管Q2的栅极连接,驱动控制电路的一端连接buck电路的输入正极IN+,另一端与反馈电路的一端连接,反馈电路的另一端连接buck电路的输出正极OUT+,反馈电路用于采集buck电路的输出正极OUT+的输出电压并反馈给驱动控制电路,当输出电压大于阈值电压时,驱动控制电路发出高电平信号,发热装置短接电路根据高电平信号接通MOS管Q3、二极管Z1以及二极管Z2,以导通发热组件R1。

  在本实施例中,通过反馈电路实时采集buck电路的输出电压,并反馈给驱动控制电路,驱动控制电路能够根据反馈的电压与用户设定的阈值电压进行比较,当输出电压大于阈值电压时,驱动控制电路发出高电平信号,从而接通发热装置短接电路。反馈电路和驱动控制电路能够根据用户设定的阈值电压实现对电路的保护,因此用户可以根据连接buck电路输出端的设备的负载状况,适当设定阈值电压,准确地实现对负载的过压保护。

  上述结构中,驱动控制电路还具有驱动节点开关SW,驱动节点开关SW与MOS管Q1的源极以及MOS管Q2的漏极以及电感L1的输入端连接。其用于控制驱动控制电路的闭合。驱动控制电路还具有电源VCC,用于为驱动控制电路内部提供电压。

  可选地,发热组件R1为发热电阻丝。其发热原理是将电能转换成热能,当电流通过电阻时,电流做功而消耗电能,产生了热量。其中,发热电阻丝可以选用镍铬合金电热丝,镍铬合金电热丝在高温环境中的强度高,长期高温运行不易变形,不易改变结构,且镍铬合金电热丝的常温塑性好,变形后的修复较为简单。此外,镍铬合金电热丝的辐射率高、不带磁性、耐腐蚀能力好、使用寿命长。或者选用铁铬铝合金电热丝,铁铬铝合金电热丝的运行温度高,实验得出铁铬铝合金电热丝的最高运行温度可到1400℃。铁铬铝合金电热丝的使用寿命长、电阻率高、表面复合高,并有较好的抗氧化性。当然在本申请中也可以选用其它材料制成的发热电阻丝,在此不做限定。

  可选地,保险装置F1为保险丝。当保险丝自身的温度过高时,就会熔断,从而切断电路。因此,当发热组件R1的温度足够高时,热量会促使保险丝熔断,达到切换电路的目的。

  可选地,保险装置F1为热敏断路器,热敏断路器是利用双金属片各组元层的热膨胀系数不同,当温度变化时,主动层的形变要大于被动层的形变,从而双金属片的整体就会向被动层一侧弯曲,则这种复合材料的曲率发生变化从而产生形变的这个特性来实现电流通断的装置。

  可选地,本发明提供的具有过压保护电路的buck电路还包括欠压自锁电路,欠压自锁电路一端连接buck电路的输入正极IN+,另一端与保险装置F1的输入端连接。当buck电路的输入电压过低时,欠压保护电路切断电压输入,并保持切断状态,从而避免了因工作电压过低而造成电路工作不正常或电路性能差的现象,提高了电源系统的稳定性,提升了电源的使用寿命。

  以上所述仅为本发明的优选实施例,并非因此限制本发明的专利范围,凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换,或直接或间接运用在其他相关的技术领域,均同理包括在本发明的专利保护范围内。

  buck电路 2:

  一种宽范围输入BUCK电路

  第一、技术领域

  本实用新型涉及一种输入buck电路,具体涉及一种宽范围输入buck电路。

  第二、背景技术

  已知的,buck电路在电力电子领域的应用中具有很广泛的作用,它是一种降压斩波电路,可以把一定范围内的输入电压降至一个固定值,但如果输入电压是一个较宽的范围,需要降压至一个较窄的范围,传统buck电路难以达到这样的效果,那么如何提供一种宽范围输入buck电路就显得尤为重要。

  第三、发明内容

  为克服背景技术中存在的不足,本实用新型提供了一种宽范围输入buck电路,本实用新型拓宽了传统buck电路的输入范围,使其使用范围更加广泛,本实用新型具有结构简单、使用元器件少、便于调试、成本低等特点。

  为实现如上所述的发明目的,本实用新型采用如下所述的技术方案:

  一种宽范围输入buck电路,包括电阻A、电阻B、MOS管、二极管A、电感、二极管B、二极管C和运放,所述电阻A的一端分别连接输入直流电压Vin+和MOS管的d引脚,电阻A的另一端通过线路连接电阻B的一端,MOS管的s引脚分别连接二极管A的阴极和电感的一端,电感的另一端连接输出out+,二极管A的阳极和电阻B的另一端连接输出out-,所述输出out-与输入Vin-不隔离,MOS管的g引脚分别连接二极管B和二极管C的阴极,二极管B的阳极连接PWM信号输入端,二极管C的阳极连接运放的输出脚,运放的输入+脚连接Vref信号输入端,运放的输入-脚连接电阻A与电阻B之间的线路形成所述的宽范围输入buck电路。

  所述的宽范围输入buck电路,所述电阻A的型号为RYG2-3W-47K。

  所述的宽范围输入buck电路,所述MOS管的型号为IRFP260N。

  所述的宽范围输入buck电路,所述二极管A的型号为DSA120C150QB。所述的宽范围输入buck电路,所述电感的电感量为50~110uH。

  所述的宽范围输入buck电路,所述运放的型号为LM158J。

  采用如上所述的技术方案,本实用新型具有如下所述的优越性:

  本实用新型将电路输入电压经过BUCK斩波电路得到电路输出电压,拓宽了传统buck电路的输入范围,使其使用范围更加广泛,本实用新型具有结构简单、使用元器件少、便于调试、成本低、电路可靠等特点,在电源技术方面有着广泛的应用前景。

  第四、附图说明

  图1是本实用新型的设计原理图;

  在图中:1、电阻A;2、电阻B;3、MOS管;4、二极管A;5、电感;6、二极管B;7、二极管C;8、运放。

  第五、具体实施方式

  通过下面的实施例可以更详细的解释本实用新型,本实用新型并不局限于下面的实施例;

  结合附图1所述的一种宽范围输入buck电路,包括电阻A1、电阻B2、MOS管3、二极管A4、电感5、二极管B6、二极管C7和运放8,所述电阻A1的一端分别连接输入直流电压Vin+和MOS管3的d引脚,电阻A1的另一端通过线路连接电阻B2的一端,MOS管3的s引脚分别连接二极管A4的阴极和电感5的一端,电感5的另一端连接输出out+,二极管A4的阳极和电阻B2的另一端连接输出out-,所述输出out-与输入Vin-不隔离,MOS管3的g引脚分别连接二极管B6和二极管C7的阴极,二极管B6的阳极连接PWM信号输入端,二极管C7的阳极连接运放8的输出脚,运放8的输入+脚连接Vref信号输入端,运放8的输入-脚连接电阻A1与电阻B2之间的线路形成所述的宽范围输入buck电路。

  其中所述电阻A1的型号为RYG2-3W-47K;所述MOS管3的型号为IRFP260N;所述二极管A4的型号为DSA120C150QB;所述电感5的电感量为50~110uH;在实际应用中,电感5的电感量根据功率不同设计不同电感量;所述运放8的型号为LM158J。

  本实用新型的原理为:电源的输入电压Vin经过电阻A1和电阻B2分压后,输入至运放8的输入-脚,与基准电压Vref信号进行比较,当输入电压低于一定值时,运放8输出一高电平信号使MOS管3导通,Vout输出一电压,该值随输入电压变化而变;当输入电压Vin高于一定值时,运放8输出低电平信号不起作用,PWM信号控制MOS管3的导通关断,输出一固定的电压,即常规的buck电路,这样即可以拓宽常规buck电路的输入范围,最终获得一宽输入范围的buck电路。

  本实用新型通过较少的元器件完成了拓宽buck电路输入范围的功能,结构简单,易于理解,调试方便,电路可靠,在电源技术方面有着广泛的应用前景。

  本实用新型未详述部分为现有技术。

  为了公开本实用新型的目的而在本文中选用的实施例,当前认为是适宜的,但是,应了解的是,本实用新型旨在包括一切属于本构思和发明范围内的实施例的所有变化和改进。

  buck电路 3:

  一种BUCK电路中开关管的驱动方法

  第一、技术领域

  本发明涉及一种buck电路中开关管的驱动方法。

  第二、背景技术

  LED驱动电路如图1所示,虚线框中的电路为BUCK(降压)电路,该电路要求正常工作时,输入电压比输出电压高。该电路带输入电流功率因数校正(PFC)功能,因此输入电容C1比较小,输入电压可能会到比较低的电压。一般,输入为电网正弦波形状电压,当输入电压瞬时值的绝对值比输出电压高,则芯片驱动开关管,进行正常频率开关,输入向输出传递能量。开关频率一般为40-150kHz。当输入电压比输出电压低的时候,则buck电路的输入不能再向输出传递能量。此时开关管管最好处于关断的状态。但是,由于芯片没有输入输出电压差的检测,只有在开关管导通的时候,通过ISP电压能够得到输入输出电压差。如果开关管一直关断,则芯片不知道什么时候输入输出电压差建立,则不知道什么时候开始正常开关。如果开关管一直导通,可以检测到输入输出电压差值,但是芯片功耗会过大,VCC电压可能维持不住,或者如果要维持足够的VCC电压,需要比较大的VCC电容。

  第三、发明内容

  本发明提供了一种可以检测到输入电压、降低功耗的BUCK 电路中开关管的驱动方法。

  本发明采用的技术方案是:

  一种BUCK 电路中开关管的驱动方法,包括带PFC功能的BUCK 电路,所述BUCK 电路中的开关管与驱动其开关的控制芯片连接,当BUCK 电路的输入电压瞬时值的绝对值比输出电压高,则控制芯片驱动功率管进行正常频率开关,其特征在于:当在BUCK 电路的输入电压接近输出电压或者比输出电压低的时候,则控制芯片驱动功率管进行低频开关。

  进一步,当BUCK 电路工作于恒导通时间控制方式下时,开关管控制的具体步骤如下:在开关管导通时,控制芯片的ISP电压低于设定值ISP_L,控制芯片则驱动开关管一直导通,直到导通时间到最大导通时间TON_MAX,控制芯片则驱动开关管关断,关断时间为TOFF_MAX,该TOFF_MAX比正常工作时的关断时间长很多;否则控制芯片驱动开关管关断时间为正常工作时的关断时间;开关管经过关断时间之后,控制芯片驱动开关管再次导通。

  或者,当BUCK 电路工作于恒导通时间控制方式下时,开关管控制的具体步骤如下:在开关管导通时,控制芯片的ISP电压一直低于ISP_L,开关管导通时间仍旧为TON,导通时间到TON后,控制芯片则驱动开关管关断,关断时间为TOFF_MAX,该TOFF_MAX比正常工作时的关断时间长很多;否则控制芯片驱动开关管关断时间为正常工作时的关断时间;开关管经过关断时间之后,控制芯片驱动开关管再次导通。

  或者,当BUCK 电路工作于峰值电流控制模式下时,开关管控制的具体步骤如下:如果开关管导通时间到最大导通时间TON_MAX,控制芯片则驱动开关管关断,关断时间为TOFF_MAX,该TOFF_MAX比正常工作时的关断时间长很多;否则控制芯片驱动开关管关断时间为正常工作时的关断时间;开关管经过关断时间之后,控制芯片驱动开关管再次导通。

  或者,当BUCK 电路工作于峰值电流控制模式下时,开关管控制的具体步骤如下:如果开关管导通时间到最大导通时间TON_MAX,且在开关管导通时,控制芯片的ISP电压一直低于ISP_L,则控制芯片驱动开关管关断时间为TOFF_MAX,该TOFF_MAX比正常工作时的关断时间长很多;否则控制芯片驱动开关管关断时间为正常工作时的关断时间;开关管经过关断时间之后,控制芯片驱动开关管再次导通。

  本发明的BUCK 电路对于PFC的实现,一般有恒导通时间和峰值电流控制这两种方法,在这两种控制方法下,分别有不同的方式来实现在输入电压接近输出电压的时候,进行低频开关。在恒导通时间控制时,控制芯片会采样输出电流,和控制芯片内部设置的电流比较,来调节开关管导通时间。该导通时间在一个工频周期里都基本维持不变。在恒导通时间控制方式下,可以用以下两种方法实现输入电压在接近输出电压时,进行低频开关。方式一:在开关管导通时,ISP电压低于设定值ISP_L,则开关管一直导通,直到导通时间到最大导通时间TON_MAX,则开关管关断,关断时间为TOFF_MAX,该关断时间比正常工作时的关断时间长很多;否则控制芯片驱动开关管关断时间为正常工作时的关断时间。正常工作时的关断时间一般为几us到十几us,而TOFF_MAX一般为几十us。开关管经过关断时间之后,控制芯片驱动开关管再次导通。方式二:在开关管导通时,ISP电压一直低于ISP_L,开关管导通时间仍旧为TON,导通时间到TON后,开关管关断,关断时间为TOFF_MAX,该关断时间比正常工作时的关断时间长很多;否则控制芯片驱动开关管关断时间为正常工作时的关断时间。正常工作时的关断时间一般为几us到十几us,而TOFF_MAX一般为几十us。开关管经过关断时间之后,控制芯片驱动开关管再次导通。

  另外一种实现PFC的方式为峰值电流控制模式,在该模式下,控制芯片会采样输出电流,和控制芯片内部设置的电流比较来调节指令电流的大小。开关管导通时,当电感电流大于指令电流时,则开关管关断。在峰值电流模式下,可以用以下两种方式实现输入电压在接近输出电压时,进行低频开关。方式一:如果开关管导通时间到最大导通时间TON_MAX,则开关管关断,关断时间为TOFF_MAX;否则控制芯片驱动开关管关断时间为正常工作时的关断时间。开关管经过关断时间之后,控制芯片驱动开关管再次导通。方式二:如果开关管导通时间到最大导通时间TON_MAX,且在开关管导通时,ISP电压一直低于ISP_L,则开关管关断时间为TOFF_MAX;否则控制芯片驱动开关管关断时间为正常工作时的关断时间。开关管经过关断时间之后,控制芯片驱动开关管再次导通。

  本发明的有益效果:可以检测到输入电压,并且降低了芯片功耗。

  第四、附图说明

  图1是本发明的电路结构示意图。

  图2是本发明在恒导通时间控制方式下的方式一的控制流程图。

  图3是本发明在恒导通时间控制方式下的方式二的控制流程图。

  图4是本发明在峰值电流控制模式下的方式一的控制流程图。

  图5是本发明在峰值电流控制模式下的方式二的控制流程图。

  第五、具体实施方式

  下面结合具体实施例来对本发明进行进一步说明,但并不将本发明局限于这些具体实施方式。本领域技术人员应该认识到,本发明涵盖了权利要求书范围内所可能包括的所有备选方案、改进方案和等效方案。

  实施例一

  参照图1、图2,一种BUCK 电路中开关管的驱动方法,包括带PFC功能的BUCK 电路1,所述BUCK 电路1中的开关管M1与驱动其开关的控制芯片2连接,当BUCK 电路1的输入电压瞬时值的绝对值比输出电压高,则控制芯片2驱动功率管M1进行正常频率开关,当在BUCK 电路1的输入电压接近输出电压或者比输出电压低的时候,则控制芯片2驱动功率管M1进行低频开关。

  当BUCK 电路1工作在恒导通时间控制方式下时,控制芯片会采样输出电流,和控制芯片内部设置的电流比较,来调节开关管M1导通时间。该导通时间在一个工频周期里都基本维持不变,导通时间的变化速度是低于工频的。开关管M1控制的具体步骤如下:在开关管M1导通时,控制芯片2的ISP电压低于设定值ISP_L,控制芯片2则驱动开关管M1一直导通,直到导通时间到最大导通时间TON_MAX,控制芯片2则驱动开关管M1关断,关断时间为TOFF_MAX,该TOFF_MAX比正常工作时的关断时间长很多;否则控制芯片2驱动开关管M1关断时间为正常工作时的关断时间。正常工作时的关断时间一般为几us到十几us,而TOFF_MAX一般为几十us。开关管M1经过关断时间之后,控制芯片2驱动开关管M1再次导通。

  实施例二

  参照图3,本实施例与实施例一的不同之处在于:当BUCK 电路1工作于恒导通时间控制方式下时,开关管M1控制的具体步骤如下:在开关管M1导通时,控制芯片2的ISP电压一直低于ISP_L,开关管M1导通时间仍旧为TON,导通时间到TON后,控制芯片2则驱动开关管M1关断,关断时间为TOFF_MAX,该TOFF_MAX比正常工作时的关断时间长很多;否则控制芯片2驱动开关管M1关断时间为正常工作时的关断时间。正常工作时的关断时间一般为几us到十几us,而TOFF_MAX一般为几十us。开关管M1经过关断时间之后,控制芯片2驱动开关管M1再次导通。其余结构和功能与实施例一相同。

  实施例三

  参照图4,本实施例与实施例一的不同之处在于:当BUCK 电路1工作于峰值电流控制模式下时,开关管M1控制的具体步骤如下:如果开关管M1导通时间到最大导通时间TON_MAX,控制芯片2则驱动开关管M1关断,关断时间为TOFF_MAX,该TOFF_MAX比正常工作时的关断时间长很多;否则控制芯片2驱动开关管M1关断时间为正常工作时的关断时间。正常工作时的关断时间一般为几us到十几us,而TOFF_MAX一般为几十us。开关管M1经过关断时间之后,控制芯片2驱动开关管M1再次导通。其余结构和功能与实施例一相同。

  实施例四

  参照图5,本实施例与实施例三的不同之处在于:当BUCK 电路1工作于峰值电流控制模式下时,开关管M1控制的具体步骤如下:如果开关管M1导通时间到最大导通时间TON_MAX,且在开关管M1导通时,控制芯片2的ISP电压一直低于ISP_L,则控制芯片2驱动开关管M1关断时间为TOFF_MAX,该TOFF_MAX比正常工作时的关断时间长很多;否则控制芯片2驱动开关管M1关断时间为正常工作时的关断时间。正常工作时的关断时间一般为几us到十几us,而TOFF_MAX一般为几十us。开关管M1经过关断时间之后,控制芯片2驱动开关管M1再次导通。其余结构和功能与实施例三相同。

  buck电路 4:

  一种本质安全Buck电路

  第一、技术领域

  本申请涉及本质安全电路技术领域,特别涉及一种本质安全buck电路。

  第二、背景技术

  应用于爆炸性气体环境的本质安全电路,按GB3836.4-2000标准定义为:在本标准规定条件(包括正常工作和规定的故障条件)下产生的任何电火花或任何热效应均不能点燃规定的爆炸性气体环境的电路,其具体表现为:在IEC(国际电工委员会)火花试验装置上进行规定条件的检测试验,电路的任何一处出现短路、开路和接地三种情况下均不能点燃规定的爆炸性气体。

  Buck安全电路是一种广泛应用于爆炸性气体环境中的电路,但是由于现有的buck电路中存在电容和电感两种基本元件,会因为电感所在回路发生断路,导致电感因为存储能量产生电弧,还会因为电容短路,导致电容因为存储能量产生电弧,这些都导致现有的buck电路的本质安全性能较低。

  现有技术中至少存在如下问题:现有的buck电路,会因为电感所在回路发生断路,导致电感因为存储能量产生电弧,还会因为电容短路,导致电容因为存储能量产生电弧,这些都导致现有的buck电路的本质安全性能较低。.

  第三、发明内容

  本申请实施例的目的是提供一种本质安全buck电路,以提高buck电路的本质安全性能。

  本申请实施例提供一种本质安全buck电路是这样实现的:

  一种本质安全buck电路,包括:

  buck电路,包括电源、第一MOSFET管、二极管、电感、电容、电阻;

  电感旁路支路;

  开关单元,包括第二MOSFET管、第三MOSFET管,所述第二MOSFET管串联在电感旁路支路,所述第三MOSFET管与所述电容串联;

  检测驱动单元,包括输入端,所述输入端用于检测所述buck电路的断路或短路,还包括输出端,所述输出端用于控制所述MOSFET管的导通或截止。

  优选实施例中,所述检测驱动单元包括:

  第一输入端,包括两个接点,分别与所述电感的第一端、所述第一端与所述二极管负极之间的结点电性连接;

  第二输入端,包括两个接点,分别与所述电感的第二端、所述第二端与所述第二MOSFET管漏极之间的结点电性连接;

  第三输入端,包括两个接点,分别与所述电阻所在支路的两端结点电性连接;

  第四输入端,包括两个接点,分别电性连接在所述电容的上极板和所述第三MOSFET管之间的限流电阻的两端;

  第一输出端,与所述第一MOSFET管的栅极电性连接,用于控制所述第一MOSFET管的导通或截止;

  第二输出端,与所述第二MOSFET管的栅极电性连接,用于控制所述第二MOSFET管的导通或截止;

  第三输出端,与所述第三MOSFET管的栅极电性连接,用于控制所述第三MOSFET管的导通或截止。

  优选实施例中,当所述第一输入端的两个接点之间发生断路时,所述第一输入端检测到所述两个接点之间电压升高,驱动所述第一输出端控制所述第一MOSFET管截止,使电源停止供电;

  所述第三输出端控制所述第三MOSFET管截止,所述第二输出端控制所述第二MOSFET管导通,所述电感与所述二极管、所述第二MOSFET管组成续流回路,使所述电感的存储能量耗散。

  优选实施例中,当所述第二输入端的两个接点之间发生断路时,所述第二输入端检测到所述两个接点之间电压升高,驱动所述第一输出端控制所述第一MOSFET管截止,使电源停止供电;

  所述第三输出端控制所述第三MOSFET管截止,所述第二输出端控制所述第二MOSFET管导通,所述电感与所述二极管、所述第二MOSFET管组成续流回路,使所述电感的存储能量耗散。

  优选实施例中,当所述电容支路两端发生短路时,电容支路电流快速上升,所述第四输入端检测到所述限流电阻两端的电压上升,同时所述第三输入端检测到所述两个接点之间电压下降,驱动所述第三输出端控制所述第三MOSFET管截止,驱动所述第一输出端控制所述第一MOSFET管截止,使电源停止供电,使得电弧能量无源而终止。

  利用本申请实施例提供的一种本质安全buck电路,可以通过所述检测驱动单元,实时检测到所述buck电路中的断路或者电容短路情况,通过所述检测驱动单元的输出端,控制所述MOSFET管的导通和截止。这样,就可以有效地使因电容短路或者电感断路产生的存储能量耗散,避免电弧的产生,从而有效提高所述buck电路的本质安全性能,得到一种本质安全的buck电路。

  第四、附图说明

  为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案,下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍,显而易见地,下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例,对于本领域普通技术人员来讲,在不付出创造性劳动性的前提下,还可以根据这些附图获得其他的附图。

  图1是buck电路的电路结构示意图;

  图2是本申请一个实施例提供的一种本质安全buck电路的电路结构示意图;

  图3是本申请一个实施例提供的一种检测驱动单元的电路结构示意图。

  第五、具体实施方式

  本申请实施例提供一种本质安全buck电路。

  为了使本技术领域的人员更好地理解本申请中的技术方案,下面将结合本申请实施例中的附图,对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述,显然,所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例,而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例,本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例,都应当属于本申请保护的范围。

  图2是本申请所述一种的方法流程图。虽然本申请提供了如下述实施例或附图所示的电路结构,但基于常规或者无需创造性的劳动在所述电路中可以包括更多或者更少的模块单元。在逻辑性上不存在必要因果关系的结构中,这些电路结构不限于本申请实施例或附图所示的电路结构。

  具体的如图2所述,本申请提供的一种本质安全buck电路的一种实施例可以包括:

  buck电路,包括电源E、第一MOSFET管M1、二极管D、电感L、电容C、电阻R1;

  电感旁路支路;

  开关单元,包括第二MOSFET管M2、第三MOSFET管M3,所述第二MOSFET管M2串联在电感旁路支路,所述第三MOSFET管M3与所述电容串联;

  检测驱动单元,包括输入端,所述输入端用于检测所述buck电路的断路或短路,还包括输出端,所述输出端用于控制所述MOSFET管的导通或截止。

  所述buck电路的电路结构图如图1所示。一般的,如图1所示,所述buck电路可以包括电源E、MOSFET管M、二极管D、电感L、电容C、电阻R。

  如图2所示,所述检测驱动单元可以包括:

  第一输入端J1,包括两个接点A1和A2,分别与所述电感L的第一端、所述第一端与所述二极管D负极之间的结点电性连接;

  第二输入端J2,包括两个接点A3和A4,分别与所述电感L的第二端、所述第二端与所述第二MOSFET管M2漏极之间的结点电性连接;

  第三输入端J3,包括两个接点A5和A6,分别与所述电阻R1所在支路的两端结点电性连接;

  第四输入端J4,包括两个接点A7和A8,分别电性连接在所述电容C的上极板和所述第三MOSFET管M3之间的限流电阻R2的两端;

  第一输出端S1,与所述第一MOSFET管M1的栅极电性连接,用于控制所述第一MOSFET管M1的导通或截止;

  第二输出端S2,与所述第二MOSFET管M2的栅极电性连接,用于控制所述第二MOSFET管M2的导通或截止;

  第三输出端S3,与所述第三MOSFET管M3的栅极电性连接,用于控制所述第三MOSFET管M3的导通或截止。

  利用上述实施例提供的一种本质安全buck电路的实施方式,可以通过所述检测驱动单元,实时检测到所述buck电路中的断路或者电容短路情况,通过所述检测驱动单元的输出端,控制所述MOSFET管的导通和截止。这样,就可以有效地使因电容短路或者电感断路产生的存储能量耗散,避免电弧的产生,从而有效提高所述buck电路的本质安全性能,得到一种本质安全性能更高的buck电路。

  图3本申请一个实施例中,所述检测驱动单元的电路结构示意图,如图3所示,检测驱动单元可以包括J1、J2、J3和J4四个输入端和S1、S2和S3三个用于MOSFET管驱动的输出端。检测驱动单元的电路结构,如图3所示,来自J1、J2、J3和J4的输入信号,依次经过差动放大器、基本RS触发器、逻辑运算电路和MOSFET管驱动电路后由S1、S2和S3输出。当J1和J2所检测的电路任何一处或两处都发生开路产生电弧时,采集到电弧电压经过差动放大器后输出高电平,高电平对基本RS触发器置位,触发器输出高电平并保持,经过或门的逻辑电路,通过MOSFET的驱动电路从而导通MOSFET管。当发生电容短路产生电弧时,J3和J4检测到的电弧电压和电弧电流经过差动放大器后输出高电平,高电平对基本RS触发器置位,触发器输出高电平并保持,经过与门和非门的逻辑电路,输出低电平,通过MOSFET的驱动电路从而断开MOSFET管。当电路发生电感开路或者电容短路时,S3都会立即输出信号,关断电源的开关。电路结构增加了隔离电源DC_DC_3,输入为电源E,输出正为VCC_3,输出负为GND_3,以隔离控制电路对主电路的影响。

  本申请一个实施例中,当所述第一输入端的两个接点之间发生断路时,所述第一输入端检测到所述两个接点之间电压升高,可以首先驱动所述第一输出端控制所述第一MOSFET管截止,使电源停止供电;

  然后所述第三输出端控制所述第三MOSFET管截止,在此之后,所述第二输出端控制所述第二MOSFET管导通,所述电感与所述二极管、所述第二MOSFET管组成续流回路,使所述电感的存储能量耗散。

  本申请另一个实施例中,当所述第二输入端的两个接点之间发生断路时,所述第二输入端检测到所述两个接点之间电压升高,可以首先驱动所述第一输出端控制所述第一MOSFET管截止,使电源停止供电;

  然后所述第三输出端控制所述第三MOSFET管截止,在此之后,所述第二输出端控制所述第二MOSFET管导通,所述电感与所述二极管、所述第二MOSFET管组成续流回路,使所述电感的存储能量耗散。

  利用上述两个实施例提供的实施方式,可以在断路后有效耗散所述电感中的存储能量,有效避免电弧的产生,提高所述buck电路的本质安全性能。

  本申请又一个实施例中,当所述电容发生短路时,电容支路电流快速上升,所述第四输入端检测到所述限流电阻两端的电压上升,同时所述第三输入端检测到所述两个接点之间电压下降,可以首先驱动所述第三输出端控制所述第三MOSFET管截止,然后驱动所述第一输出端控制所述第一MOSFET管截止,使电源停止供电,使得电弧能量无源而终止。

  利用上述实施例提供的实施方式,可以在电容所在支路两端发生短路后,快速的断开与电容串联的开关和电源开关,使得电弧的能量因无源而终止,提高所述buck电路的本质安全性能。

  利用上述各实施例提供的一种本质安全buck电路的实施方式,可以通过所述检测驱动单元,实时检测到所述buck电路中的断路或者电容短路情况,通过所述检测驱动单元的输出端,控制所述MOSFET管的导通和截止。这样,就可以有效地使因电容短路或者电感断路产生的存储能量耗散,避免电弧的产生,从而有效提高所述buck电路的本质安全性能,得到一种本质安全的buck电路。

  虽然通过实施例描绘了本申请,本领域普通技术人员知道,本申请有许多变形和变化而不脱离本申请的精神,希望所附的权利要求包括这些变形和变化而不脱离本申请的精神。

  buck电路 5:

  一种BUCK电路

  第一、技术领域

  本实用新型涉及太阳能转换领域,尤其涉及一种buck电路。

  第二、背景技术

  地球表面每年接受太阳的辐射量达5.4×10 24J,项当于1.8×1014 t标准煤。若将其中的0.1%按转换率5%转换为电能,每年发电量可达5 600TW·h,项当于目前全世界能耗的40倍。因此,太阳能发电对今后能源发展有着特别重要的意义。目前,太阳能发电主要是指光伏发电。

  由于光伏电池板的特殊功率输出曲线,目前常用的算法有:

  1.恒电压法是最早的一种MPPT(最大功率点追踪)控制方法,不同光照强度下,光伏电池阵列的MPP (最大输出功率点)的电压近似项等。利用这一特性,将光伏电池输出电压固定在此电压上,实现光伏电池的最大功率输出。此方法无法较准确地实现MPPT控制。

  2.扰动观察法,即爬山法,是一种比较实用的MPPT控制算法,这种算法在一定程度上加重了CPU的负担,且由于周期性寻优,会对系统的输出电压造成周期性的波动。

  3.电导增量法是目前跟踪MPP快速而准确的算法之一,但其缺点是:对硬件的要求非常高,特别是要求模拟信号的数字化转换精确而快速,且必须要对信号做高质量的滤波处理,否则无法实现找到MPP的功能。此外还有同扰动观察法一样占用CPU时间太多的缺点。

  这些技术一般都是以电压作为参考值进行调节,以上算法在在太阳板出现阴影或者遮挡时,出现的双波峰或多波峰完全没有办法越过,因此在应用上存在很多不足。

  第三、实用新型内容

  本实用新型针对现有技术中的不足而提出一种buck电路。

  本实用新型的技术方案如下:

  一种buck电路,包括太阳能电池板和蓄电池,其特征在于:在太阳能电池板与蓄电池之间还包括:

  一输入滤波单元:由电容C1组成;

  一主控单元:主要用于产生控制信号;

  一同步整流单元:由MOS管Q1、MOS管Q2及肖特基二极管D1组成;

  一驱动电路单元:用于驱动同步整流单元,并输出三项PWM;

  一输出滤波单元:由电感L1和电容C2组成,用于储存能量;

  一电流采样单元:由电阻R1组成,

  一逆流保护单元:由R1和DSP组成,

  一过流保护单元:由R1和DSP组成。

  进一步的,还包括用于防用蓄电池反接MOS管Q4。

  进一步的,还包括MOS管Q2和MOS管Q3,Q2和Q3并联做同步整流的下桥臂,起到快速开头的作用,可有效改善同步BUCK的驱动特性,降低EMI干扰。

  本实用新型的有益效果:包括Q2和Q3并联做同步整流的下桥臂,起到快速开头的作用,可有效改善同步BUCK的驱动特性,降低EMI干扰。

  第四、附图说明

  图1为本实用新型buck电路图。

  第五、具体实施方式

  为了更好的说明本实用新型,现结合实施例及附图作进一步的说明。

  实施例1:buck电路

  一种buck电路,包括太阳能电池板和蓄电池,其特征在于:在太阳能电池板与蓄电池之间还包括:一输入滤波单元:由电容C1组成;一主控单元:主要用于产生控制信号;一同步整流单元:由MOS管Q1、MOS管Q2及肖特基二极管D1组成;一驱动电路单元:用于驱动同步整流单元,并输出三项PWM;一输出滤波单元:由电感L1和电容C2组成,用于储存能量;一电流采样单元:由电阻R1组成,一逆流保护单元:由R1和DSP组成,一过流保护单元:由R1和DSP组成。

  进一步的,还包括用于防用蓄电池反接MOS管Q4;

  进一步的,还包括MOS管Q2和MOS管Q3,Q2和Q3并联做同步整流的下桥臂,起到快速开头的作用,可有效改善同步BUCK的驱动特性,降低EMI干扰。

  buck电路 6:

  一种带输入滤波器的buck电路的稳定化方法及装置

  第一、技术领域

  本发明涉及电力电子技术领域,更具体地,涉及一种带输入滤波器的buck电路的稳定化方法及装置。

  第二、背景技术

  目前,传统的化石能源已经越来越来耗尽,在全世界范围内推广可再生能源是未来的发展趋势。微电网在提高可再生能源利用率,缓解能源需求与环境保护的矛盾,以及确保电源的安全可靠性方面起着重要作用。由于具有更高的效率、不含无功功率和频率等优点,DC微电网已经引起了越来越多的关注。此外,一些新兴的设备,如光伏电池和燃料电池等都属于直流发电机,它们一般通过电力电子转换器连接到总线,这会导致微电网系统中电力电子变换器特别是DC/DCbuck变换器的数量增加。对于负载为CPL的电路系统,恒定功率负载可能导致直流总线电压的不稳定,因此对于电力电子接口的拓扑和控制策略的设计,是确保系统正常和稳定操作必不可少的。

  由于电力电子器件的开关频率太高,开关一开一关,导致流入电源的电流断断续续,干扰电源。为解决这个问题,在IGBT和电源之间增加输入滤波器是非常有必要的,特别是对于包括buck和buck-boost电路的系统,因为这些电路的输入电流是脉动的。然而,在引入输入滤波器之后,微电网系统成为高阶非线性系统,并且恒功率负载有负阻抗特性。除此之外,输入滤波器和buck电路包含的LC滤波器之间存在耦合,这一系列问题使得微电网系统的稳定性问题变得更加复杂。

  目前,关于如何提高带恒功率负载的直流微电网系统的稳定性,有一系列稳定性分析方法和稳定化方法。对于系统的稳定性分析,分析方法大致可以分为两种,即线性化分析和非线性分析方法。对于线性化分析方法,它包括根轨迹分析方法,小信号分析方法和劳斯稳定判据。对于非线性分析方法,包括Popov准则和Lyapunov函数等。对于一个不稳定的系统,稳定化方法也可以分为线性方法和非线性方法以及改变拓扑等方法。简单易实现的线性的控制方法包括:PID控制和虚拟PLC等一系列可以增加系统阻尼的控制方法;另一方面,非线性技术对于这个问题也是有效的,比如反馈线性化和滑模控制等方法;由于阻尼可以减少振荡,因此有往微电网系统增加阻抗的稳定化方法;这些方法都能很好地解决恒功率负载带来的不稳定性影响,但是这些稳定性分析和稳定化方法都是应用于不带输入滤波器的buck电路,却没有一种很好的方法对带输入滤波器和恒功率负载的buck电路进行稳定化控制。

  第三、发明内容

  本发明提供一种克服上述问题或者至少部分地解决上述问题的带输入滤波器的buck电路的稳定化方法及装置。

  根据本发明的一个方面,提供一种带输入滤波器的buck电路的稳定化方法,包括:

  S1,获取buck电路的电路参数,根据所述电路参数获取所述buck电路的平衡点参数;

  S2,基于稳定化控制策略、所述电路参数、所述平衡点参数及buck电路稳定性判据,获取所述buck电路稳定时的控制参数;

  S3,根据所述控制参数调整所述buck电路的运行参数,以使所述buck电路稳定化运行。

  进一步,所述S1进一步包括:

  S1.1,对带恒功率负载和输入滤波器的buck电路进行建模,获得平衡点参数计算式;

  S1.2,获取buck电路的电路参数,根据所述平衡点参数计算式计算所述平衡点参数。

  进一步,所述S2进一步包括:

  S2.1,基于线性化系统的动态方程和控制方程,根据劳斯赫尔维茨准则获得所述buck电路稳定性判据;

  S2.2,基于所述buck电路稳定性判据,根据所述电路参数及所述平衡点参数获取满足稳定性条件的控制参数。

  进一步,所述S2进一步包括:

  在多个并联的buck电路中加入虚拟阻抗后,进行所述S2.1和S2.2的处理获得多个并联的buck电路的控制参数。

  具体的,所述平衡点参数计算式为:

  其中,分别表示平衡状态时[iL1,uC1,iL2,uC2]的值,iL1为buck电路中L1的电流,iL2为buck电路中L2的电流,uC1为buck电路中C1的电压,uC2分别为buck电路中C2的电压,P为buck电路的负载功率,E为buck电路的输入电压,d*为平衡点的占空比。

  进一步,所述S2.1进一步包括:

  S2.1.1,根据线性化系统的动态方程和控制方程获得所述buck电路的系统特征多项式;

  S2.1.2,根据劳斯赫尔维茨准则,获得所述buck电路稳定性判据为:系统特征多项式的系数组成的行列式及各主子式均大于0。

  具体的,S2.2中所述控制参数为稳定化控制策略中的常数a、b和k;所述稳定化控制策略为:

  d=d*+ax2+bx3+x5;

  其中,d*为平衡点的占空比,x2=uC1,x3=iL2,x4=uC2,为平衡点的uC2的值。

  具体的,S3中所述运行参数包括:

  单buck电路的运行参数为:buck电路的线性控制器的输入电流、输入电压和电压调节时的积分系数;

  多个并联的buck电路的运行参数为:各buck电路的线性控制器的输入电流、输入电压和电压调节时的积分系数,以及虚拟阻抗。

  根据本发明的另一个方面,还提供一种带输入滤波器的buck电路的稳定化装置,包括:

  平衡点获取模块,用于获取buck电路的电路参数,根据所述电路参数获取所述buck电路的平衡点参数;

  控制参数获取模块,用于基于所述电路参数、所述平衡点参数及buck电路稳定性判据,获取所述buck电路稳定时的控制参数;

  稳定化模块,用于基于稳定化控制策略,根据所述控制参数调整所述buck电路的运行参数,以使所述buck电路稳定化运行。

  进一步,在buck电路中的Source源端和Load加载端之间还包括线性控制器;

  所述线性控制器,用于对所述buck电路的以第一控制参数进行放大后第一个电容的电压值、以第二控制参数进行放大后第二个电感的电流值及稳态时的占空比进行电相加处理获得第一结果;对所述buck电路的第二个电容的实际电压值和第二个电容稳态时的电压值进行比较偏差后的信号用第三控制参数进行放大获得第二结果;将所述第一结果和所述第二结果进行电相加处理后进行调制输出,以对所述buck电路的运行参数进行调整使buck电路系统稳定运行。

  本申请提出一种带输入滤波器的buck电路的稳定化方法及装置,通过在开关器件和电源之间添加输入滤波器,可以防止因开关频率高而导致的断续输入电流干扰电源。对单个buck电路的稳定性进行分析,然后提出一种线性控制方法,根据劳斯赫尔维茨准则获得所述buck电路稳定性判据,根据buck电路的电路参数获得线性控制的参数范围;所述线性控制方法可以运用到两个及两个以上的并联的buck电路中,并且可以实现负载电压的调节以及功率按比例均分,简便可行,使得buck电路可以稳定运行。

  第四、附图说明

  图1为现有技术中buck电路示意图;

  图2为现有技术中buck电路结构示意图;

  图3为本发明带输入滤波器的buck电路示意图;

  图4为本发明带输入滤波器的buck电路的线性控制器的运算控制示意图;

  图5为本发明所述带输入滤波器的buck电路的稳定化方法流程图;

  图6为本发明所述带输入滤波器的buck电路的稳定化方法对于单个buck电路,得到的输出滤波器的电感电流和电容输出电压;

  图7为本发明所述带输入滤波器的buck电路的稳定化方法中两个并联的buck电路示意图;

  图8为本发明所述带输入滤波器的buck电路的稳定化方法对两个并联buck的根轨迹分析图,其中(a)为b、k一定时,不同的a的根轨迹图,(b)为a、b一定时,不同的k的根轨迹图,(c)为a、k一定时,不同的b的根轨迹图;

  图9为本发明所述带输入滤波器的buck电路的稳定化方法对于两个并联的buck电路得到的两个输出滤波器的电感电流和电容输出电压。

  第五、具体实施方式

  下面结合附图和实施例,对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明,但不用来限制本发明的范围。

  如图1所示,为现有技术中不带输入滤波器的buck电路示意图,主要包括Source、Buck Converter和Load三部分,其中Source部分结构图如图2中(a)所示,Load部分结构图如图2中(b)所示。现有技术对不带输入滤波器的buck电路的稳定性提出了各种控制方法,然而却没有一种方法适合对待输入滤波器的buck电路的稳定性进行控制。

  本发明在buck电路的开关器件和电源之间添加输入LC滤波器(即输入滤波器),可以防止开关频率高而导致的断续输入电流干扰电源,从而提出一种带输入滤波器的buck电路的稳定化方法。如图3所示,在所述buck电路中加入线性控制器Controller,所述线性控制器Controller的结构示意图如图4所示,所述buck电路的负载为恒定功率负载(CPL);基于所述线性控制器Controller而提出一种带输入滤波器和恒定功率负载的buck电路的稳定化的线性控制方法。

  如图5所示,一种带输入滤波器的buck电路的稳定化方法,包括:

  S1,获取buck电路的电路参数,根据所述电路参数获取所述buck电路的平衡点参数;

  S2,基于稳定化控制策略、所述电路参数、所述平衡点参数及buck电路稳定性判据,获取所述buck电路稳定时的控制参数;

  S3,根据所述控制参数调整所述buck电路的运行参数,以使所述buck电路稳定化运行。

  作为一个可选的实施例,所述S1进一步包括:

  S1.1,对带恒功率负载和输入滤波器的buck电路进行建模,获得平衡点参数计算式;

  S1.2,获取buck电路的电路参数,根据所述平衡点参数计算式计算所述平衡点参数。

  所述S1.1的具体实施为:

  首先对单个带恒功率负载和输入滤波器的buck电路建模,其动态方程可以通过微分方程描述:

  设[x1,x2,x3,x4]T=[iL1,uC1,iL2,uC2]T,得到如下计算式:

  其中,

  buck电路系统在短暂的过渡周期之后,会渐近地收敛到平衡点。当平衡点的占空比为d*时,平衡点计算式为:

  其中,分别表示平衡状态时[iL1,uC1,iL2,uC2]的值,iL1为buck电路中L1的电流,iL2为buck电路中L2的电流,uC1为buck电路中C1的电压,uC2分别为buck电路中C2的电压,P为buck电路的负载功率,E为buck电路的输入电压,d*为平衡点的占空比。

  S1中所述buck电路的电路参数包括:电感参数、电容参数、最大负载功率、输入电压和占空比。

  所述S1.2的具体实施为:

  在一个具体实施例中,单个buck电路的电路参数如表1所示。

  表1

  项目符号数值单位微源1的电感L1(L2)0.75mH微源1的电容C1(C2)400μFCPL的最大功率P100W电源的输入电压E100V占空比d*0.5

  则根据计算得到的平衡点为:

  通过理论分析可知,如果雅可比矩阵的迹和行列式都是正的,则所求出来的平衡点是不稳定的。在平衡点处的雅可比矩阵由下式给出:

  雅克比矩阵的迹为行列式为Δ=1/L1L2C1C2。由于没有可能使矩阵的迹为负的参数值,因此该系统的平衡点总是不稳定的。

  因此需要根据buck电路系统在平衡点的参数,进一步对所述buck电路的运行参数进行控制,才能获取稳定的buck电路系统。

  作为一个可选的实施例,所述S2进一步包括:

  S2.1,基于线性化系统的动态方程和控制方程,根据劳斯赫尔维茨准则获得所述buck电路稳定性判据;

  S2.2,基于所述buck电路稳定性判据,根据所述电路参数及所述平衡点参数获取满足稳定性条件的控制参数。

  本实施例是对单个buck电路,获取稳定化参数。

  所述S2.1进一步包括:

  S2.1.1,根据线性化系统的动态方程和控制方程获得所述buck电路的系统特征多项式;

  S2.1.2,根据劳斯赫尔维茨准则,获得所述buck电路稳定性判据为:系统特征多项式的系数组成的行列式及各主子式均大于0。

  具体实施为:当系统处于稳态时,通过线性化系统的动态方程和控制方程,可以得到buck电路系统的特征矩阵如下:

  其中,x=(x1,x2,x3,x4,x5)T。

  为了分析系统的稳定性,首先需要分析系统的特征方程。求得特征多项式为:

  D(λ)=d5λ5+d4λ4+d3λ3+d2λ3+d1λ1+d0λ0

  其中,系数表达式为:

  d5=1

  通过劳斯赫尔维茨准则获得系统的稳定性条件。对于一个系统的稳定性分析中,它的充分必要条件是:由系统特征方程的系数组成的行列式以及各个主子式均大于0。即,

  Δ1=d4>0

  当上式中Δ1、Δ2、Δ3、Δ4和Δ5的值均大于0时,buck电路系统处于稳定状态。

  在实际系统中,恒功率负载CPL的振荡行为可由线性控制器消除。线性控制器是在微电网的主要总线上实现稳压的最简单的策略。为了稳定化这个复杂的系统,本发明提出了待输入滤波器的buck电路的稳定化的线性控制方法,如图3和图4所示。

  由buck电路系统的特征矩阵可知,占空比d与x2和x3密切相关。另一方面,本发明为了调节负载电压,采用电压环进行电压控制。

  基于上述技术特征,S2.2中所述控制参数为稳定化控制策略中的常数a、b和k;所述稳定化控制策略为:

  d=d*+ax2+bx3+x5;

  其中,d*为平衡点的占空比,x2=uC1,x3=iL2,x4=uC2,为平衡点的uC2的值。

  所述S2.2的具体实施为:

  将所述S1.2的具体实施中求得的及表1的数据代入buck电路系统的特征多项式的系数表达式d0、d1、d2、d3、d4和d5中,求得d0、d1、d2、d3、d4和d5的值;然后将d0、d1、d2、d3、d4和d5代入Δ1、Δ2、Δ3、Δ4和Δ5中,当Δ1、Δ2、Δ3、Δ4和Δ5的值满足均大于0时,可获得buck电路系统稳定时的控制参数的范围,即稳定化控制策略中的常数a、b和k的取值范围。

  本实施例中,为了简化计算,设a=0,得到b和k的范围为,b∈(-0.375,-4e-4),k∈(1,2.5)。利用计算出来的a、b和k参数的取值范围,利用MATLAB仿真时采用b=-0.2,k=2,其仿真输出如图3。又图3可知,刚开始的时候,因为CPL的加入而导致电流的波形有震荡但是最终趋于稳定,即buck电路系统的第二个滤波器的电感电流和输出电压最终都稳定。

  作为一个可选的实施例,所述S2进一步包括:

  在多个并联的buck电路中加入虚拟阻抗后,进行所述S2.1和S2.2的处理获得多个并联的buck电路的控制参数。

  由于在包含两个及两个以上的并行连接的buck电路的直流微电网中,多个buck电路的转换器之间的耦合作用增强而使系统运行情况变得更加复杂;可以在buck电路中加入电路降低转换器之间的耦合作用。但由于在实际电路中加入电阻,会增大能量消耗,因此本发明在单个buck电路的基础上加入虚拟阻抗,调整线性控制策略以适应多个并联的buck电路系统,因为虚拟阻抗不会有能量损失,并且还能使两个微源之间功率均分。基于上述处理,本实施例对多个并联的buck电路,获取稳定化参数。

  为了描述的方便,本发明对多个并联的buck电路的稳定化方法仅仅以两个并联的buck电路的具体实施方式加以说明,如图7所示。两个以上的并联buck电路的处理方式相同,只是由于并联的buck电路较多,各buck电路中电容、电感、电压、阻抗等参数增多,但处理流程是一样的,在此不加累述。

  在两个并联的buck电路的具体实施例中,同样包含对单个buck电路进行稳定化处理过程中的S2.1和S2.2,只是处理参数增多。例如系统的特征矩阵可表示为:

  稳定化控制策略可表示为:

  d1=d*+ax2+bx3+x5;

  d2=d*+ax7+bx8+x9;

  其中,L3、L4、C3、C4、x6、x7、x8和x9为并联buck电路中第二个buck电路的相关参数。

  所述控制参数仍然为稳定化控制策略中的常数a、b和k,对两个及两个以上的并联的buck电路,采样相同的常数a、b和k分别对各个buck电路进行处理获得稳定化系统。

  两个并联的buck电路的电路参数如表2所示。

  表2

  项目符号数值单位微源1的电感L1(L2)0.75mH微源2的电感L3(L4)0.6mH微源1的电容C1(C2)400μF微源2的电容C3(C4)400μFCPL的最大功率P100W电源的输入电压E100V占空比d*0.5虚拟电阻r(r1)2(3)Ω

  表2的参数代入两个并联的buck电路的系统模型中,求得两个并联的buck电路的平衡点参数;根据求得的平衡点参数及表2的数据代入两个并联的buck电路系统的特征多项式的系数表达式中,求得系数值;然后将特征多项式的系数值代入稳定性判据中,当稳定性判据的值满足均大于0时,可获得两个并联的buck电路系统稳定时的控制参数的范围,即稳定化控制策略中的常数a、b和k的取值范围。

  根据表2的参数,可以得到不同的a,b和k对系统稳定性的影响,如图8中(a)(b)(c)所示,这些根位于虚轴的左侧,因此可以确保的系统稳定性。

  利用如图7所示的两个并联的buck电路,使用如表2所示的系统参数进行仿真,仿真结果如图9所示,表明系统稳定;并且可以同时获得电压恢复和电流均分。

  因此本发明所提出的控制方法可以应用于两个并联的buck电路;通过类似的分析和计算,可应该到两个以上的并联的buck电路,进行系统的稳定化控制。

  通过上式计算获取buck电路系统的稳定化控制参数后,根据这些控制参数对系统的运行参数进行控制使系统能够稳定化的运行。具体的,S3中所述运行参数包括:

  单buck电路的运行参数为:buck电路的线性控制器的输入电流、输入电压和电压调节时的积分系数;

  多个并联的buck电路的运行参数为:各buck电路的线性控制器的输入电流、输入电压和电压调节时的积分系数,以及虚拟阻抗。

  根据单个buck电路的稳定化控制策略:

  d=d*+ax2+bx3+x5;

  根据多个buck电路的稳定化控制策略(这里仅列举两个并联的buck电路的情况):

  d1=d*+ax2+bx3+x5;

  d2=d*+ax7+bx8+x9;

  无论是单个buck电路还是多个buck电路中,由于x1至x9分别对应了系统的各电容、电感的电流与电压,具体对应关系请参考步骤S1和步骤S2中的描述,因此从稳定化控制策略表达式并结合图4可以看出,根据a参数调整各buck电路的第一个电容C1的电压值,根据b参数调整各buck电路的第二个电感L2的电流值,以k参数调整第二个电容C2的电压的积分系数,从而可以达到系统稳定化运行。

  在多个并联的buck电路中,各buck电路使用相同的a、b和k值进行调整,且需要调整虚拟阻抗的值,具体是按照几个buck电路所能发出的最大功率决定输出功率,来确定输出阻抗的值。

  本发明还提供一种带输入滤波器的buck电路的稳定化装置,包括:

  平衡点获取模块,用于获取buck电路的电路参数,根据所述电路参数获取所述buck电路的平衡点参数;

  控制参数获取模块,用于基于所述电路参数、所述平衡点参数及buck电路稳定性判据,获取所述buck电路稳定时的控制参数;

  稳定化模块,用于基于稳定化控制策略,根据所述控制参数调整所述buck电路的运行参数,以使所述buck电路稳定化运行。

  作为一个可选的实施例,在buck电路中的Source源端和Load加载端之间还包括线性控制器;

  所述线性控制器,用于对所述buck电路的以第一控制参数进行放大后第一个电容C1的电压值、以第二控制参数进行放大后第二个电感L2的电流值及稳态时的占空比进行电相加处理获得第一结果;对所述buck电路的第二个电容C2的实际电压值和第二个电容C2稳态时的电压值进行比较偏差后的信号用第三控制参数进行放大获得第二结果;将所述第一结果和所述第二结果进行电相加处理后进行调制输出,以对所述buck电路的运行参数进行调整使buck电路系统稳定运行。

  与本发明所述一种带输入滤波器的buck电路的稳定化方法对应的,本实施例中所述第一控制参数为所述稳定化控制策略中的a参数,所述第二控制参数为所述稳定化控制策略中的b参数,所述第三控制参数为所述稳定化控制策略中的k参数,具体处理请再次参考图4。

  本申请提出一种带输入滤波器的buck电路的稳定化方法及装置,通过在开关器件和电源之间添加输入滤波器,可以防止因开关频率高而导致的断续输入电流干扰电源。对单个buck电路的稳定性进行分析,然后提出一种线性控制方法,根据劳斯赫尔维茨准则获得所述buck电路稳定性判据,根据buck电路的电路参数获得线性控制的参数范围;所述线性控制方法可以运用到两个及两个以上的并联的buck电路中,并且可以实现负载电压的调节以及功率按比例均分,简便可行,使得buck电路可以稳定运行。

  最后,本申请的方法仅为较佳的实施方案,并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内,所作的任何修改、等同替换、改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。

  buck电路 7:

  一种基于电容电流反馈控制的BUCK电路

  第一、技术领域

  本发明属于开关电源电路设计技术领域,具体涉及一种基于电容电流反馈控制的buck电路。

  第二、背景技术

  在直流电能变换电路或控制装置的开关电源电路中,buck电路是一种DC/DC(直流转直流)降压转换器,用于直流到直流的降压变换,主要适用于输入电压高于输出电压的情形。为实现buck电路的恒流输出,通常需要检测负载电流,也就是需要对buck电路的负载电流进行精确检测,并反馈到buck电路的控制端进行控制,以保持buck电路的恒流输出。

  目前,现有buck电路的负载电流检测技术通常是基于电感电流的反馈控制结构,它是在电感及输出信号之间串联一个小的采样电阻进行检测,针对这种检测方法,电阻上流过的平均电流即为输出负载电流,因此通过采样检测电路,时刻检测到采样电阻两端的电压,然后放大,取其均值,即转化为负载电流对应比例的电压信号,但是,外接的采样电阻在工作过程中,通过其上的电流会造成能量损失,降低效率,使得反馈信号无法快速反映负载电流的变化。

  第三、发明内容

  为了解决现有技术中存在的上述问题,本发明提供了一种基于电容电流反馈控制的buck电路。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现:

  本发明提供了一种基于电容电流反馈控制的buck电路,包括:基本buck电路模块、电容电流检测模块、控制信号生成模块、负载响应控制模块和死区时间产生模块;

  所述基本buck电路模块用于直流到直流的降压变换;

  所述电容电流检测模块连接所述基本buck电路模块,用于检测所述基本buck电路模块的支路电流;

  所述控制信号生成模块连接所述电容电流检测模块、所述基本buck电路模块和所述负载响应控制模块,用于根据所述电容电流检测模块的检测电流和所述基本buck电路模块的输出电压产生控制信号;

  所述负载响应控制模块连接所述死区时间产生模块,用于根据所述控制信号实现所述基本buck电路模块的快速负载响应;

  所述死区时间产生模块连接所述基本buck电路模块,用于产生预设时间,以适应所述基本buck电路模块的延时响应。

  在本发明的一个实施例中,所述基本buck电路模块包括第一功率开关管、第二功率开关管、电感、电容、第一电阻、第一驱动单元和第二驱动单元,其中,

  所述第一功率开关管的栅极连接所述第一驱动单元的输出端,源极连接外部输入电压源,漏极连接所述第二功率开关管的漏极;

  所述第二功率开关管的栅极连接所述第二驱动单元的输出端,源极连接接地端,漏极连接所述电感的的第一端;

  所述第一驱动单元的输入端和所述第二驱动单元的输入端均连接所述死区时间产生模块;

  所述电感和所述第一电阻)串联在所述第二功率开关管的漏极与接地端之间;

  所述电容的一端连接在所述电感与所述第一电阻之间的节点处,另一端连接接地端;

  所述电感的第二端作为所述基本buck电路模块的输出端与所述控制信号生成模块连接。

  在本发明的一个实施例中,所述电容电流检测模块包括第一电流检测器、第二电流检测器、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻和第一运算放大器,其中,

  所述第一电流检测器和所述第二电流检测器的输入端均连接所述电容,所述第三电阻连接在所述第一电流检测器的输出端和所述第一运算放大器的同向输入端之间,所述第四电阻连接在所述第二电流检测器的输出端和所述第一运算放大器的同向输入端之间;

  所述第二电阻连接在所述第一电流检测器的输出端与接地端之间;

  所述第五电阻、所述第六电阻串联在所述第一运算放大器的输出端与接地端之间,所述第一运算放大器的反向输入端连接在所述第五电阻与所述第六电阻之间的节点处,所述第一运算放大器的输出端连接所述控制信号生成模块。

  在本发明的一个实施例中,所述第一电流检测器为霍尔电流检测器;所述第二电流检测器为罗氏线圈电流检测器。

  在本发明的一个实施例中,所述控制信号生成模块包括第七电阻、第八电阻、第九电阻、第十电阻、第十一电阻、第十二电阻、第十三电阻、第十四电阻、第十五电阻、第二运算放大器、第三运算放大器和第四运算放大器,其中,

  所述第七电阻和所述第八电阻串联在所述电感与接地端之间;

  所述第九电阻的一端分别连接所述第七电阻和所述第八电阻,另一端连接所述第二运算放大器的反向输入端,所述第十电阻连接在所述第二运算放大器的反向输入端和输出端之间,所述第二运算放大器的同向输入端连接第一参考电压;

  所述第十一电阻连接在所述第一运算放大器的输出端与所述第三运算放大器的反向输入端之间,所述第十二电阻连接在所述第三运算放大器的反向输入端和输出端之间,所述第三运算放大器的同向输入端连接接地端;

  所述第十三电阻连接在所述第三运算放大器的输出端与所述第四运算放大器的反向输入端之间,所述第十四电阻连接在所述第四运算放大器的反向输入端和输出端之间,所述第十五电阻连接在所述第二运算放大器的输出端与所述第四运算放大器的同向输入端之间,所述第四运算放大器的输出端连接所述负载响应控制模块。

  在本发明的一个实施例中,所述负载响应控制模块为迟滞比较器,所述迟滞比较器的同向输入端连接所述第四运算放大器的输出端,反向输入端接第二参考电压,输出端连接所述死区时间产生模块。

  在本发明的一个实施例中,所述死区时间产生模块的输出端分别连接所述第一驱动单元和所述第二驱动单元的输入端。

  与现有技术相比,本发明的有益效果在于:

  1、本发明的buck电路采用的电容电流检测模块,可以获得精确的输出电容支路的电流信号,而且电容电流作为控制信号可以更加迅速的响应本发明buck电路负载切换的过程,获得更好的负载切换瞬态响应;

  2、本发明的buck电路采用的控制信号生成模块,无需复杂的片上补偿电路,所以不需要很大的片上电容和片上电阻,节省了芯片的使用面积,降低了整体电路设计的复杂程度,结合电容电流检测模块能够实现本发明buck电路的快速负载响应控制过程。

  上述说明仅是本发明技术方案的概述,为了能够更清楚了解本发明的技术手段,而可依照说明书的内容予以实施,并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂,以下特举较佳实施例,并配合附图,详细说明如下。

  第四、附图说明

  图1是本发明实施例提供的一种基于电容电流反馈控制的buck电路的结构框图;

  图2是本发明实施例提供的一种基于电容电流反馈控制的buck电路的连接电路图;

  图3是本发明实施例提供的一种电容电流检测模块的电路图;

  图4是本发明实施例提供的另一种基于电容电流反馈控制的buck电路的连接电路图;

  图5是本发明实施例提供的一种buck电路负载上切换时瞬态响应过程的仿真图;

  图6是本发明实施例提供的一种buck电路负载下切换时瞬态响应过程的仿真图。

  第五、具体实施方式

  为了进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效,以下结合附图及具体实施方式,对依据本发明提出的一种基于电容电流反馈控制的buck电路进行详细说明。

  有关本发明的前述及其他技术内容、特点及功效,在以下配合附图的具体实施方式详细说明中即可清楚地呈现。通过具体实施方式的说明,可对本发明为达成预定目的所采取的技术手段及功效进行更加深入且具体地了解,然而所附附图仅是提供参考与说明之用,并非用来对本发明的技术方案加以限制。

  请参见图1,图1是本发明实施例提供的一种基于电容电流反馈控制的buck电路的结构框图,如图所示,本实施例的基于电容电流反馈控制的buck电路包括基本buck电路模块1、电容电流检测模块2、控制信号生成模块3、负载响应控制模块4和死区时间产生模块5。其中,基本buck电路模块1作为直流转直流的降压转换器,用于直流到直流的降压变换;电容电流检测模块2连接基本buck电路模块1用于检测所述基本buck电路模块1的支路电流;控制信号生成模块3连接电容电流检测模块2、基本buck电路模块1和负载响应控制模块4,用于根据电容电流检测模块2的检测电流和基本buck电路模块1的输出电压产生控制信号;负载响应控制模块4连接死区时间产生模块5,用于根据所述控制信号实现基本buck电路模块的快速负载响应;死区时间产生模块5连接基本buck电路模块1,用于产生预设时间,以适应所述基本buck电路模1的延时响应。

  具体地,请参见图2,基本buck电路模块1包括第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、电感L、电容C、第一电阻R1、第一驱动单元D1和第二驱动单元D2,其中,第一功率开关管S1的栅极连接第一驱动单元D1的输出端,源极连接外部输入电压源VIN,漏极连接第二功率开关管S2的漏极;第二功率开关管S2的栅极连接第二驱动单元D2的输出端,源极连接接地端GND,漏极连接电感L的第一端;第一驱动单元D1的输入端和第二驱动单元D2的输入端均连接死区时间产生模块5;电感L和第一电阻R1串联在第二功率开关管S2的漏极与接地端GND之间;电容C的一端连接在电感L与第一电阻R1之间的节点处,另一端连接接地端GND;电感L的第二端作为基本buck电路模块1的输出端VOUT与控制信号生成模块3连接。在本实施例中,第一电阻R1作为基本buck电路模块1的负载电阻。第一驱动单元D1和第二驱动单元D2为常见的驱动电路,是由三角波发生器、电平可调电路、PWM(脉冲宽度调制)发生器、MOS(金属-氧化物-半导体)管驱动电路、自举充电电路、软启动电路、过流保护电路和过压保护电路组成,第一驱动单元D1和第二驱动单元D2用于对负载响应控制模块4产生的调制信号进行放大,使其能够驱动第一功率开关管S1或第二功率开关管S2,以保证其按要求导通或关断。

  基本buck电路模块1是最基本的DC/DC(直流转直流)电路之一,主要适用于输入电压高于输出电压的情形,通常基本buck电路模块1输出的电压不稳定,会受到负载和外部的干扰,为实现其恒流输出,通常需要检测负载电流,也就是需要对基本buck电路模块1的负载电流进行精确检测,并加入控制电路实现闭环控制,以保证基本buck电路模块1的恒流输出。

  进一步的,电容电流检测模块2用于检测基本buck电路模块1的输出电容支路的电流,所述输出电容支路的电流对buck电路负载响应速率具有显著的影响,其原理描述如下,请参见图2,通过电感L的电流为IL,通过电容C的电流为IC,通过第一电阻R1的电流为I1,以上电流方向与图2中参考方向一致。在基本buck电路模块1的工作过程中,电感L中的电流为第一电阻R1的电流和电容C的电流之和,即IL=IC+I1,在其工作稳定状态时三个电流值处于稳定值。当其负载状态发生跳变时,由于IL不能够突变,所以IC的变化与I1的变化是一致的。具体地,当I1急剧减小时,在减小的一瞬间IL不变,所述输出电容支路吸收多余的能量,导致其输出电压出现上冲;当I1急剧增大时,在增大的一瞬间IL不变,所述输出电容支路向外释放能量,导致其输出电压出现下冲。可以看出,所述输出电容支路的电流时刻与通过第一电阻R1的电流的变化保持一致,所述输出电容支路的电流反映了第一电阻R1的电流的变化。因此精确的检测所述输出电容支路的电流对提高buck电路的负载响应速率至关重要。

  请参见图3,如图所示,电容电流检测模块2包括第一电流检测器21、第二电流检测器22、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6和第一运算放大器AMP1。第一电流检测器21和第二电流检测器22的输入端均连接电容C。第三电阻R3连接在第一电流检测器21的输出端和第一运算放大器AMP1的同向输入端之间,第四电阻R4连接在第二电流检测器22的输出端和第一运算放大器AMP4的同向输入端之间。第二电阻R2连接在第一电流检测器21的输出端与接地端GND之间。第五电阻R5、第六电阻R6串联在第一运算放大器AMP1的输出端与接地端GND之间,第一运算放大器AMP1的反向输入端连接在第五电阻R5与第六电阻R6之间的节点处,第一运算放大器AMP1的输出端连接控制信号生成模块3。进一步地,第一电流检测器21为霍尔电流检测器;第二电流检测器22为罗氏线圈电流检测器。

  具体地,电容电流检测模块2是利用法拉第电磁感应原理和霍尔效应分别实现输出电容支路电流的交流和直流信号的检测,所述输出电容支路电流的交流和直流信号通过加法器电路做和得到所述输出电容支路的电流的值。所述霍尔电流检测器可以实现低频下电流值的检测,所述罗氏线圈电流检测器可以实现高频率纹波电流的检测,所以通过两者的叠加运算可以获得精确的所述输出电容支路的电流信号,包括被检测电流的数值和相位。当电容C上的电流Ic流过电容电流检测模块2时,首先由所述罗氏线圈电流检测器检测出Ic中的交流电流信号,所述罗氏线圈电流检测器是一个微分电流传感器,它不含铁磁性材料,无磁滞效应,检测出的交流信号的相位误差几乎为零;然后由所述霍尔电流检测器检测出Ic中的直流电流信号,所述霍尔电流检测器其检测原理是,根据霍尔效应原理,电容C上的电流Ic流入所述霍尔电流检测器的输入端,在所述霍尔电流检测器平面的法线方向上有磁感应强度为B的磁场,那么在垂直于电容C上的电流Ic和磁场方向上,将产生一个电势VH,称其为霍尔电势,其大小正比于电容C上的电流Ic的直流电流信号,通过测量霍尔电势的大小可以间接测量得到电容C上的电流Ic的直流电流信号;最后所述交流电流信号和所述直流电流信号通过所述加法器电路做和得到电容C上的电流Ic的值并转换为Vic1,Vic1在数值上与电容C上的电流Ic一样,在本实施例中,所述霍尔电流检测器的型号为CSM025A,所述罗氏线圈电流检测器,是在印刷电路板上直接用导线绕制而成的,第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6和第一运算放大器AMP1组成所述加法器电路,第二电阻R2,是现有霍尔电流检测器21应用的一个检测电阻。

  电容电流检测模块2结构简单,而且可以实现所述输出电容支路电流准确快速地检测,所述输出电容支路的电流的相位差基本为零,可以提高本实施例buck电路的负载切换过程的响应速率,使其获得更好的负载切换瞬态响应。

  请参见图4,如图所示,控制信号生成模块3包括第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15、第二运算放大器AMP2、第三运算放大器AMP3和第四运算放大器AMP4,第七电阻R7和第八电阻R8串联在电感L与接地端GND之间。

  第九电阻R9的一端分别连接第七电阻R7和第八电阻R8,另一端连接第二运算放大器AMP2的反向输入端,第十电阻R10连接在第二运算放大器AMP2的反向输入端和输出端之间,第二运算放大器AMP2的同向输入端连接第一参考电压VREF1。

  第十一电阻R11连接在第一运算放大器AMP4的输出端与第三运算放大器AMP3的反向输入端之间,第十二电阻R12连接在第三运算放大器AMP3的反向输入端和输出端之间,第三运算放大器AMP3的同向输入端连接接地端GND。

  第十三电阻R13连接在第三运算放大器AMP3的输出端与第四运算放大器AMP4的反向输入端之间,第十四电阻R14连接在第四运算放大器AMP4的反向输入端和输出端之间,第十五电阻R15连接在第二运算放大器AMP2的输出端与第四运算放大器AMP4的同向输入端之间,第四运算放大器AMP4的输出端连接负载响应控制模块4。

  具体地,第七电阻R7和第八电阻R8作为采样电阻单元,第九电阻R9、第十电阻R10和第二运算放大器AMP2组成第一比例放大器单元,第十一电阻R11、第十二电阻R12和第三运算放大器AMP3组成第二比例放大器单元,第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15和第四运算放大器AMP4组成第三比例放大器单元。第七电阻R7和第八电阻R8检测得到基本buck电路模块1的输出电压Vs,通过所述第一比例放大器单元得到输出电压Vs与第一参考电压VREF1的差值信号k*(VREF1-Vs),其中,第一参考电压VREF1满足VERF1=R7/(R7+R8)*VOUT,k是所述差值信号的放大比例,因为差值信号一般会比较小,需要进行放大处理,所述信号Vic1通过所述第二比例放大器单元放大到所述第三比例放大器单元共模输入范围内,得到放大后信号Vic,其与所述差值信号k*(VREF1-Vs)通过所述第三比例放大器单元得到控制信号Vctrl,Vctrl=k*(VREF1-Vs)-Vic。

  控制信号生成模块3无需复杂的片上补偿电路,因此不需要很大的片上电容和片上电阻,节省了芯片的使用面积,降低了整体电路设计的复杂程度,而且与电容电流检测模块2相结合能够实现本实施例buck电路的快速负载响应控制过程。

  进一步的,负载响应控制模块4为迟滞比较器COMP,迟滞比较器COMP的同向输入端连接第四运算放大器AMP4的输出端,反向输入端连接第二参考电压VREF2,输出端连接死区时间产生模块5。死区时间产生模块5的输出端分别连接第一驱动单元D1和第二驱动单元D2的输入端。具体的,迟滞比较器COMP用来产生控制第一功率开关管S1和第二功率开关管S2导通或关断的PWM(脉冲宽度调制)信号。通过迟滞比较器COMP设置输出电压的上限和下限,当迟滞比较器COMP的输出电压高于设置的上限值时,迟滞比较器COMP关断第一功率开关管S1,当迟滞比较器COMP的输出电压低于设置的下限值时,控制器打开第一功率开关管S1。死区时间产生模块5用于避免所述PWM信号翻转时发生误触,死区时间产生模块5产生预设时间,所述预设时间是在本实施例的buck电路切换工作状态之间留出的很短一段时间,用于第一功率开关管S1或第二功率开关管S2的反应延迟。在本实施例中,第二参考电压VREF2为零电压,死区时间产生模块5为现有的死区时间产生电路。

  本实施例buck电路的工作过程如下:请参见图3,如图所示,控制信号Vctrl=k*(VREF1-Vs)-Vic,从式中可以看出,在本实施例buck电路的工作状态处于稳态时,由于稳态时基本buck电路模块1的输出电压Vs的纹波会很小,所以控制信号Vctrl的值由电容C上电流Ic的信息确定,迟滞比较器COMP会根据电容电流检测模块2检测到的电容C上电流Ic的信息,调整第一功率开关管S1和第二功率开关管S2的开关状态,保证本实施例buck电路的输出电压稳定。本实施例buck电路发生负载瞬态切换时,所述输出电容支路的电流也会跟随第一电阻R1上的电流I1发生变化,所以此时控制信号Vctrl会发生很大变化,在迟滞比较器COMP的两个输入端,一端为第二参考电压VREF2,其电压保持不变,另一端为控制信号Vctrl随第一电阻R1上的电流I1发生变化,所以此时迟滞比较器COMP产生的PWM信号会根据控制信号Vctrl的变化方向发生很大变化,用来调整第一功率开关管S1和第二功率开关管S2的开关状态,对电感L进行充电或放电,以满足第一电阻R1的电流需求,保证在发生负载瞬态切换时本实施例buck电路的输出电压不会发生大的上冲或者下冲,从而实现本实施例buck电路的快速负载响应。

  请参见图5,图5是本发明实施例提供的一种buck电路负载上切换时瞬态响应过程的仿真图,如图所示,当所述差值信号的放大比例系数k取值为35时,此时本实施例的buck电路开关频率约为5.6MHz,当第一电阻R1上的电流I1在1ns内从300mA切换到1100mA时,电路瞬态响应时间,即从负载电阻Rload上电流上切换到系统电压稳定的这段时间小于2μs。

  请参见图6,图6是本发明实施例提供的一种buck电路负载下切换时瞬态响应过程的仿真图,如图所示,当所述差值信号的放大比例系数k取值为35时,此时本实施例的buck电路开关频率约为5.6MHz,当负第一电阻R1上的电流I1在1ns内从1100mA切换到300mA时,电路瞬态响应时间,即从负载电阻Rload上电流下切换到系统电压稳定的这段时间小于2μs。

  本实施例中构成比例放大器的电阻的比值需要根据放大倍数确定,一般电阻比值的范围在2-8之间,但是每个电阻的阻值应该在2KΩ以上;运算放大器的参数根据本实施例buck电路的工作频率确定,一般运算放大器的单位增益带宽大于本实施例buck电路的工作频率就可以满足应用要求;在仿真过程中电感L为2μH,电容C为10μF,本实施例的buck电路在应用过程中,电感L与电容C取值一般大于仿真过程中的取值,或是在其附近取值。

  以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明,不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明构思的前提下,还可以做出若干简单推演或替换,都应当视为属于本发明的保护范围。

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