在低信噪比条件下载波及符号定时同步方法
技术领域
本发明属于数字通信技术领域，具体涉及一种载波及符号定时同步方法。
背景技术
数字通信系统中，同步是必不可少的环节，它主要是从接收到的信号中还原出原始信息比特，并用这些参数达到解调的目的。
由于数字通信系统中的发送端载波与接收端的本振不可能完全一样以及在传输过程中的信号存在快衰落变化，使得传输信号的中心频率偏离零点，导致在接收端信号存在频偏问题。而经过信道传输的信号的相位也会因为受到多普勒效应的影响，导致信号存在相位抖动。载波频偏在星座图上表现为符号点的旋转，会对解调的性能产生不利影响；载波相偏在星座图上表现为整体的偏斜，会引起判决误差，无法进行准确的解调，系统误码率无法达到通信要求，导致通信系统的正常使用受到影响，故对频偏、相偏的纠正即载波同步过程极其重要。
通信系统中，收发端采用不同的时钟信号，但需要步调一致地协调工作，这需要通过同步系统来完成，同步系统性能的好坏，很大程度上决定了通信系统的质量，而接收机本振时钟的频率偏差，会导致接收端相位的不同步，影响信号解调的精度，故实现符号定时同步过程也是极其重要的。
对于载波恢复及符号定时恢复，一般使用两个独立的锁相环实现。载波恢复可以通过插入导频实现，以插入导频块居多，且它的使用大部分集中在OFDM系统中，而不使用导频，即直接从随机序列中提取载波同步参数，则可以使用最大似然算法、直接判决算法等进行参数估计，但前者求解似然函数过程复杂，实际实现困难，后者允许频偏小且不适用于高阶调制，其改进得到的RC算法，虽适用于高阶调制，但其允许小频偏且需在高信噪比下。符号定时恢复主要有M&M算法、WDM算法以及Gardner算法。M&M算法每个符号只需一个采样点，但判决的精度对载波频率精度的要求极高；WDM算法则需要很高的采样率即需要大量的采样点进行计算；相对的Gardner算法对每个符号仅需要两个采样点，且对载波频偏不敏感，故其应用广泛。
发明内容
本发明针对使用导频插入的方法实现载波及符号定时恢复，但载波同步收敛不稳定存在较大波动，影响了解调性能的技术问题，目的在于提供一种在低信噪比条件下载波及符号定时同步方法。
在低信噪比条件下载波及符号定时同步方法，包括：
接收端接收发送端发送的信号，将所述信号经正交解调生成两路基带信号，利用符号定时环路的数控振荡器同步得到导频相位及分数时延，利用所述导频相位对所述基带信号进行鉴相，提取载波相位，完成载波同步，利用所述分数时延进行分数内插得到两路符号信息，完成符号定时同步，利用所述导频相位对两路所述符号信息进行相位模糊的恢复，将两路所述符号信息转换为输出信号。
进一步，发送端获取需要发送的信号，对所述信号进行调制，得到两路符号信息，对两路所述符号信息插入导频信号，对插入所述导频信号的两路信号经滤波、上变频和相加后得到所述发送端发送的信号，将所述信号发送给接收端。
进一步，所述发送端获取需要发送的信号，对所述信号进行调制，得到两路符号信息，包括：
在时钟频率为ft下输入比特序列转换为m电平信号，在时钟频率为ft/k下转换为所述m电平信号的短脉冲形式，在时钟频率为ft/2k下奇偶对分为两路符号信息；
其中，m为常数，k＝log2(m)。
进一步，所述对所述符号信息插入导频信号，包括：
对两路所述符号信息分别乘以余弦函数，再分别加A倍的正弦函数，实现导频信号的插入；
其中，所述A为导频信号。
进一步，对两路所述符号信息分别乘以
其中，wt＝2πft，ft为时钟频率，k＝log2(m)，m为在ft下输入比特序列转换得到的m电平信号，m为常数。
进一步，所述对插入所述导频信号的两路信号经滤波、上变频和相加后得到所述发送端发送的信号，包括：
对两路所述信号分别经预设的成型滤波器滤波；
对成型滤波后的两路所述信号分别乘Cosw0t、Sinw0t实现上变频；
将上变频后的两路所述信号相加得到所述发送端发送的信号。
进一步，所述将所述信号经正交解调生成两路基带信号，包括：
将所述信号经预设的放大器放大和预设的预处理滤波器滤波后，转换为中频信号；
将所述中频信号通过乘余弦函数和正弦函数后分成两路所述基带信号。
进一步，所述利用所述导频相位对所述基带信号进行鉴相，提取载波相位，完成载波同步，利用所述分数时延进行分数内插得到两路符号信息，完成符号定时同步，包括：
将两路所述基带信号分别设为I和Q，导频相位设为pilot，则鉴相过程为：
err_c＝(I-Q)sin(pilot)
经预设的环路滤波器滤波后，得到Asin(Δc)项，其中经锁相环过程提取得到相偏Δc，实现载波恢复；
符号定时环路中的数控振荡器提取分数时延，对所述基带信号进行分数内插得到两路所述符号信息，完成符号定时同步。
进一步，所述利用符号定时环路的数控振荡器同步得到导频相位及分数时延，包括：
将内插得到的两路所述符号信息设为I1、Q1，则定时误差为：
err_s(n)＝(I1(n-1)-(I1(n-2)+I1(n))/2)*(I1(n-2)-I1(n))
+(Q1(n-1)-(Q1(n-2)+Q1(n))/2)*(Q1(n-2)-Q1(n))
所述定时误差经预设的环路滤波器到达数控振荡器nco，考虑到导频相位信息的提取及相位的累加性，使用数控振荡器nco的递增形式：
nco(n+1)＝nco(n)+w(n)
其中，w为nco控制字；
所述导频相位为pilot＝nco·π；
所述分数时延为u(n+1)＝nco(n+1)/w。
进一步，所述利用所述导频相位对两路所述基带信号进行载波同步，包括：所述利用所述导频相位对两路所述符号信息进行相位模糊的恢复，包括：
对两路所述符号信息分别乘cos(pilot)的符号，完成相位模糊的恢复；
其中，导频相位设为pilot。
进一步，所述将两路所述符号信息转换为输出信号，包括：
将两路所述符号信息定义为两路m电平信号，将两路所述m电平信号转换为一路m电平信号；
将所述m电平信号转换为比特序列，得到所述输出信号。
本发明的积极进步效果在于：本发明采用在低信噪比条件下载波及符号定时同步方法，将载波同步与符号定时同步两个实现环路联合起来，利用符号定时环路巧妙提取的导频信息实现载波同步，同时还解决了相位模糊性问题，降低了解调实现的复杂度及实现误差。本发明可在低导频功率条件下使用，且此方法与QAM调制阶数无关，故适用于高阶QAM调制。本发明的使用可以得到好的收敛性能，降低实现过程复杂度及减小转发时延等，同时此方法也适用于极低信噪比(低至-10dB)下的解调过程。
附图说明
图1为本发明发送端的一种流程图；
图2为本发明接收端的一种流程图；
图3为本发明数控振荡器的模型原理图；
图4-1和图4-2为本发明m＝2时发送端的一种信号对应图；
图5为在信噪比为-10dB条件下，本发明载波恢复环路的收敛图；
图6为在信噪比为-10dB条件下，本发明符号定时恢复环路的收敛图。
具体实施方式
为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体图示进一步阐述本发明。
参照图1至图4-2，在低信噪比条件下载波及符号定时同步方法，包括如下两个步骤实现：
S1，在发送端实现调制过程及插入导频信号，完成信号的发射。
本实施例中，发送端结构如下：
发送端获取需要发送的信号，对信号进行调制，得到两路符号信息，对两路符号信息插入导频信号，对插入导频信号的两路信号经滤波、上变频和相加后得到发送端发送的信号，将发送端发送的信号发送给接收端。
具体的，如图1中所示，在时钟频率为ft(图4-1a)下输入的比特序列1(图4-1b)到3单元中，转换为m电平信号(图4-1c)，其中图4-1和图4-2中是以m＝2为例的信号对应图，在时钟频率为ft/k的4单元下在5单元中转换为的m电平信号的短脉冲(图4-1d)形式，在时钟频率为ft/2k的6单元下实现奇偶对分为两路符号信息(图4-1e、图4-1f)。在8单元和9单元中分别对两路符号信息乘以7单元中的余弦函数
其中，m为常数，k＝log2(m)，A为预设的导频信号，wt＝2πft。
在一个实施例中，如图1中所示，对单元6中得到的两路符号信息插入功率为A的导频信号时，双路导频信号的插入方式如下：
设两路符号信息分别为a0,a0,a1,a1,K,an,an，b0,b0,b1,b1,K,bn,bn，两路信号分别乘余弦函数即序列1,0,-1,0,K,1,0,-1,0得两路信号为a0,0,-a1,0,K,an-1,0,-an,0，b0,0,-b1,0,K,bn-1,0,-bn,0，再分别加A倍的正弦函数即序列0,A,0,-A,K,0,A,0,-A，得a0,A,-a1,-A,K,an-1,A,-an,-A,b0,A,-b1,-A,K,bn-1,A,-bn,-A，再经过成型滤波器、上变频和相加操作后实现信号19的输出。
S2，接收端利用导频及Gardner算法实现载波及符号定时同步的联合实现。
接收端接收发送端发送的信号，将信号经正交解调生成两路基带信号，利用符号定时环路的数控振荡器同步得到导频相位及分数时延，利用导频相位对两路基带信号进行鉴相，提取载波相位，完成载波同步，利用分数时延进行分数内插得到两路符号信息，完成符号定时同步，利用导频相位对两路符号信息进行相位模糊的恢复，将两路符号信息转换为输出信号。
具体的，如图2中所示，接收端接收发送端发射的信号20，将信号20在21单元中经预设的放大器放大、预处理滤波器滤波后，转换为中频信号。在22单元中，中频信号通过乘余弦函数Cos(wIF*t)和正弦函数Sin(wIF*t)后分成两路基带信号。经24单元利用双路导频传入的方式，借助导频相位实现载波同步，在23单元经过预设的匹配滤波器，在25单元实现分数内插，得到两路符号信息。在26单元借助Gardner算法实现符号定时恢复，并提供导频相位给24单元和27单元。在27单元利用导频相位对两路符号信息进行相位模糊的恢复。在28单元实现两路m电平信号，转换为一路m电平信号。在29单元实现m电平信号转换为比特序列，最终得到输出信号30。
其中，对于载波恢复环路，将22单元得到的两路基带信号分别设为I和Q，导频相位设为pilot，则鉴相过程为：
err_c＝(I-Q)sin(pilot)
经环路滤波器滤波后，得到Asin(Δc)项，其中经锁相环过程提取得到相偏Δc，实现载波恢复；
导频相位由符号定时恢复环路得到，对于符号定时恢复环路，则使用Gardner算法，并对其中的数控振荡器结构进行设计，实现其原功能即分数时延更新的保留以及导频信息的新提取：
经25单元分数内插得到的两路符号信息设为I1、Q1，则定时误差为：
err_s(n)＝(I1(n-1)-(I1(n-2)+I1(n))/2)*(I1(n-2)-I1(n))
+(Q1(n-1)-(Q1(n-2)+Q1(n))/2)*(Q1(n-2)-Q1(n))
定时误差经预设的环路滤波器到达数控振荡器nco，考虑到导频相位信息的提取及相位的累加性，使用数控振荡器nco的递增形式：
nco(n+1)＝nco(n)+w(n)
其中，w为nco控制字；
由导频变化周期，使nco每两个符号溢出一次，因此不止利用了nco的溢出时刻的信息，还利用了nco表示导频的相位信息，nco的模型原理如图3所示，其中Ts表示采样周期。
由三角形ADE与ACF相似，得1≤nco(n)＜2,nco(n+1)≥2时，
nco(n+1)＝nco(n+1)-2(溢出点)；
u(n+1)＝nco(n+1)/w(分数时延u更新)；
类似地，nco(n)＜1,nco(n+1)≥1时，
nco(n+1)＝nco(n+1)；
u(n+1)＝(nco(n+1)-1)/w(分数时延u更新)；
其余情况，
导频相位为pilot＝nco·π。
对于相位模糊的恢复，符号定时恢复环路提供的导频相位，在27单元对两路符号信息分别乘cos(pilot)的符号，完成相位模糊的恢复。
在一个实施例中，在信噪比为-10dB条件下，采用步骤S2的方式，载波恢复环路得到如图5所示的收敛图，符号定时恢复环路得到图6所示的收敛图。可见，采用Gardner算法进行符号定时同步，并借助此算法中数控振荡器的性质，提取导频信息完成载波同步，两个同步环路均收敛稳定。本发明载波及符号定时同步，将两个同步环路联合使用，实现任意QAM调制方式下的解调及解决相位模糊性问题，降低实现复杂度，提高解调速率，及实现极低信噪比下的解调。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。
