ACO-OFDM系统中一种联合改进的DST-SLM峰均比抑制方法
技术领域
本发明属于非对称削波光正交频分复用(Asymmetrically Clipped Optical-Orthogonal Frequency Division Multiplexing,ACO-OFDM)系统峰均比抑制领域，涉及一种联合改进的离散正弦变换—选择性映射(Discrete Sine Transform-SelectiveMapping,DST-SLM)峰均比抑制方法，该方法主要通过离散正弦变换通用预编码(DiscreteSine Transform-Generalized Precoding,DST-GP)方法和DST-SLM方法来实现对峰均比抑制性能的提升以及计算复杂度的降低。
背景技术
非对称削波光正交频分复用(Asymmetrically Clipped Optical-OrthogonalFrequency Division Multiplexing,ACO-OFDM)系统是是适用于可见光通信(VisibleLight Communication,VLC)的正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing,OFDM)系统之一。ACO-OFDM同时还是一个多载波系统，遭受着多载波系统固有的高峰均比(Peak-to-Average Power Ratio,PAPR)影响。由于可见光通信的核心器件LED具有非线性特性，当高PAPR的信号输入时，会导致非线性失真，影响可见光通信系统的性能。离散正弦变换-选择性映射(Discrete Sine Transform-Selective Mapping,DST-SLM)方法是一种结合了离散正弦变换(Discrete Sine Transform,DST)预编码技术和选择性映射(Selective Mapping,SLM)法的峰均比抑制方法，既通过DST预编码降低了信号最大值，又通过SLM降低了高峰值出现概率，达到了联合抑制PAPR的目的。
但是，在原DST-SLM方法中，DST预编码矩阵是一个和输入数据序列等长的方阵，其抑制PAPR性能固定且总体有限；在处理信号过程中，备选信号数目越大，虽然抑制PAPR性能越好，需要进行的DST预编码操作和IFFT次数也越多，计算复杂度较高。
本发明提出一种联合改进的DST-SLM(Improved Discrete Sine-SelectiveMapping,I-DST-SLM)峰均比抑制方法，在该方法中，首先基于DST-GP方法扩展DST预编码矩阵，并优化扩展部分的计算，以较低成本获得可调节的更佳的PAPR抑制性能，接着分离信号的实虚部，分别用多组相位序列进行加扰，再进行改进的DST预编码处理、构建厄密特对称和快速逆傅里叶变换(Inverse Fast Fourier Transformation,IFFT)后，得到多组备选实部和备选虚部，将这些备选实部和虚部线性组合相加，从而可以在相同次数的DST预编码和IFFT操作的情况下获得更多备选信号，从而有效的降低了计算复杂度。分析表明，I-DST-SLM方法的计算复杂度低于文献[1]“Peak to average power ratio reduction in NC–OFDM systems[J].Journal of Electrical Engineering,2015,66(3):154-158.”中的DST-SLM方法。仿真分析表明，I-DST-SLM方法抑制PAPR性能优于原DST-SLM方法和文献[2]“ACO-OFDM系统中一种改进的DST预编码峰均比抑制方法[J].光通信技术,2020,44(06):6-10”中的DST-GP方法，且在产生相同备选信号的情况下，其抑制PAPR性能优于文献[1]中的DCT-SLM方法和文献[3]“Investigation on PAPR Reduction in OFDM System[C]//201810th International Conference on Computational Intelligence and CommunicationNetworks(CICN).IEEE,2018:45-49”中的DHT-SLM方法。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种ACO-OFDM中联合改进的DST-SLM峰均比抑制方法，其基于DST-GP方法和DST-SLM技术，在DST预编码部分，基于DST-GP方法扩展DST预编码矩阵以获得更佳的可调节的PAPR抑制性能；在方法流程中，对信号进行实虚部分离处理再线性相加以获得更多备选信号以降低计算复杂度。该方法抑制PAPR性能更佳，且计算复杂度较低。
为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：
首先，按照DST-GP方法的原理，将原本大小为N×N的DST预编码矩阵扩展为L×N大小，目的是通过增大扩展并优化扩展部分的计算，以较低成本获得更佳PAPR抑制性能；
其次，对信号进行实虚部分离处理，分别对实部和虚部用多组相位序列加扰后，在对加扰后的实虚部分别进行改进的DST预编码处理、构建厄密特对称和IFFT，得到多组备选实部和备选虚部，将这些备选实部和虚部进行线性组合并相加，在相同次数的DST预编码和IFFT操作的情况下，能得到更多备选信号，从而降低计算复杂度。
最后，在相同的仿真环境下，将被专利所提出的I-DST-SLM峰均比抑制方法和原DST-SLM方法、DST-GP方法的PAPR抑制性能进行对比，在产生相同备选信号的情况下，将I-DST-SLM方法和DST-SLM、DCT-SLM、DHT-SLM方法的PAPR抑制性能进行对比。
本发明的有益效果在于：
提出了一种基于DST-GP方法和DST-SLM方法的I-DST-SLM方法。在该方法中，首先根据DST-GP方法扩展原DST预编码矩阵，然后将信号的实虚部分开处理再线性组合相加，从而得到更多备选信号，降低计算复杂度。该方法的PAPR抑制性能得到了提升，且计算复杂度更低，具有较好的优越性。分析表明，I-DST-SLM方法的计算复杂度低于文献[1]中的DST-SLM技术。仿真分析表明，I-DST-SLM方法抑制PAPR性能优于DST-SLM方法和文献[2]中的DST-GP方法，且在产生相同备选信号的情况下PAPR抑制性能优于文献[1]中的DCT-SLM方法和文献[3]中的DHT-SLM方法。
附图说明
为了使本发明的目的、技术方案和有益效果更加清楚，本发明提供如下附图进行说明：
图1为本发明方法的技术路线图；
图2为I-DST-SLM方法流程图；
图3为I-DST-SLM方法同原DST-SLM方法、DST-GP方法和C-SLM方法的PAPR抑制性能仿真对比图；
图4为I-DST-SLM方法同DCT-SLM方法、DHT-SLM方法PAPR抑制性能仿真对比图；
具体实施方式
下面将结合附图，对本发明进行详细的描述。
1、结合附图1说明，所提出I-DST-SLM方法中的改进的DST预编码矩阵H′，是由原DST矩阵H按照DST-GP方法的原理构建得到的。H为和输入数据等长的大小为N×N的原DST矩阵，H中元素公式如式(1)所示：
其中Hi,m分别表示第i行第m列，且0≤i,m≤N-1。
将H扩展为L×N的非对称矩阵H′，通过推导可得，当不考虑系数时，H′中元素满足式(2)：
即矩阵H′前N行元素与H相等，第N+1行元素为0，在后L-N-1行中，其奇数列元素与H的前L-N-1行奇数列元素的相等，后L-N-1行偶数列元素与H的前L-N-1行偶数列元素的负值相等。
由式(2)可以简化扩展后L×N大小的DST预编矩阵H′与N点输入数据序列相乘时的计算：先将矩阵前N行与数据序列相乘，再根据式(2)得到后L-N行与数据序列的乘积，最后与系数相乘，得到编码后的L点数据序列X。且扩展L即冗余越大，抑制PAPR性能越好。
定义冗余β为：
β＝(L-N)/N(3)
随着冗余增加，PAPR抑制性能获得了提高，因此，改进的DST预编码操作可以灵活的调节PAPR抑制性能。但同时系统的频谱利用率也因而降低，故冗余不能过大。
所提出的I-DST-SLM方法将信号实虚部分开处理，分别用相位序列加扰后，接着进行改进的DST预编码操作，再对其构建厄密特对称和IFFT，可得到多组备选实部信号和虚部信号，将其进行线性组合相加后，可得到更多备选信号。在ACO-OFDM系统中，原复数信号序列经过厄密特对称和IFFT后，其备选实部和备选虚部信号都为双极性实数，且其正值包括了所有有用数据。因此，对所有线性组合相加后的备选信号进行负值置零以完成负正转换，再选择PAPR最小的一组进行传输。
由图2所示流程图，DST-SLM方法具体实现过程如下：
Step1首先将输入的N点复数信号序列A的实部和虚部分离，分别记作AI和AQ。
Step2分别将AI和AQ与M组相位序列{Pm}(m＝0,1,...,M-1)相乘，分别得到M组加扰后信号序列
Step3用大小为L×N的改进的DST预编码矩阵H′处理加扰后的信号序列，分别得到M组长度为L的信号序列
Step4对所有备选实部信号和备选虚部信号进行线性组合，得到个备选信号如式(4)所示：
Step5将所有得到的备选信号进行负值置零，选择PAPR最小的一路进行传输：
xi,q＝argmin{max{|x|2}}(5)
2、结合表1、表2说明，对提出的DST-SLM方法进行复杂度分析。
对于一次N点IFFT操作，其计算复杂度为O(Nlog2N)，即N/2log2N次复数乘法和Nlog2N次复数加法；对于一次N点DST预编码操作，其计算复杂度为O(N2)，即N2次复数乘法和N(N-1)次复数加法；在改进的DST预编码操作中，当将预编码矩阵的大小由N×N扩展为L×N再处理信号序列时，共有N2+2L-N-1次复数乘法和N2+L-2N-1次复数加法。
设采用M组相位序列，且输入数据序列长度为N。由于ACO-OFDM系统仅采用奇数子载波传输且在预编码后构建厄密特对称，实际共使用了4N个子载波传输数据。因此，在IFFT前信号序列长度为4N。
在ACO-OFDM系统的DST-SLM方案中，需进行M次N点DST预编码操作和M次4N点IFFT操作，产生M组备选信号。在联合改进的I-DST-SLM方案中，由于将DST预编码矩阵的大小由N×N扩展为L×N，则会进行M次改进的DST预编码操作和M次4L点IFFT操作。由于扩展一般不大于100％，L不是2的整数次方，因此，需在其后缀补添0，直到序列长度为2的整数次方，再进行(此时信号序列长度为8N)IFFT运算(运算后去0，信号序列长度仍为4L)，经过线性组合(涉及M2N次加法)，共产生M2组备选信号。为方便比较，本文对DST-SLM和I-DST-SLM都产生M2组备选信号时的计算复杂度进行分析，如表1所示：
表1 DST-SLM和I-DST-SLM方法产生M2组备选信号时的计算复杂度(子载波数为4N)
为了衡量计算复杂度降低率，分别用CM和CA表示I-DST-SLM方法相对于文献[1]中DST-SLM方法的乘法计算复杂度降低率和加法计算复杂度降低率，并分别定义为(6)与(7)式：
设N＝128，冗余β＝25％即L＝160，当分别产生4和9个备选信号时，I-DST-SLM方案相对于DST-SLM的CM和CA分别如表2和表3所示
表2 N＝128,L＝160，DST-SLM方法和I-DST-SLM方法的乘法复杂度对比
表3 N＝128,L＝160时，DST-SLM方法和I-DST-SLM方法的加法复杂度对比
由表2、表3可知，在N＝128，且β＝25％时，在分别生成4和9个备选信号的情况下，I-DST-SLM方案相对于DST-SLM的CM分别为42％和61.3％，CA分别为35.8％和57.0％，其计算复杂度相比于DST-SLM方案有较大幅度的下降。
3、结合附图3、附图4说明，为了验证本专利所提出的DST-SLM方法具有良好的PAPR抑制性能，进行了Matlab仿真分析。参数设置为子载波个数N＝64，调制方式为正交相移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)调制，过采样系数为4，冗余β＝25％。在峰均比抑制的仿真图中，其横坐标PAPR0代表PAPR门限值，纵坐标(CCDF＝Pr[PAPR>PAPR0])是互补累计分布函数，用来衡量PAPR抑制性能。
附图3为分别产生4或者9个备选信号的情况下，C-SLM方法、DST-SLM方法以及文献[2]中DST-GP方法和I-DST-SLM方法的CCDF曲线图。
由图3可以看出，在CCDF＝10-4时，在产生4个和9个备选信号的情况下，相比于DST-SLM方案，I-DST-SLM方法的PAPR0分别下降约0.70和0.56dB，相比于C-SLM方案，则分别下降2.73和2.21dB，表现出优秀的PAPR抑制性能。
附图4为产生4个备选信号时，I-DST-SLM方法和文献[1]中DCT-SLM方法、文献[3]中DHT-SLM方法以及DST-SLM方法的CCDF曲线。
由图4可以看出，在产生相同数目备选信号的情况下，I-DST-SLM方案抑制PAPR性能均优于DCT-SLM和DHT-SLM方案。
综上所述，相比于原DST-SLM方法，本发明有更好的PAPR抑制性能，且计算复杂度较低。
最后说明的是，以上优选实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管通过上述优选实施例已经对本发明进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其作出各种各样的改变，而不偏离本发明权利要求书所限定的范围。
