信号传输装置与校正方法
技术领域
本公开涉及一种信号传输装置，且特别涉及具有多个发射器的信号传输装置与其消除牵引效应的校正方法。
背景技术
当电子装置配备有多个发射器时，多个发射器所产生的多个射频信号可能会耦合回各个发射器中的震荡器，而使得震荡器产生的震荡信号产生相位误差。上述现象一般称为牵引效应(pulling effect)。
在一些技术中，仅针对单一发射器对本身的震荡器产生牵引效应进行校正，且校正机制通常设置于混频器后。如此，校正机制所需要的频宽较高，造成发射器的成本与设计复杂度增加。在另一些技术中，消除牵引效应的校正电路设置于锁相回路中。如此，可能会引入不必要相位噪声，降低发射器的整体效能。
发明内容
本公开的一实施方式是提供一种信号传输装置，其包含第一发射器与第二震荡器电路系统。第一发射器包含第一震荡器电路系统、信号处理电路系统与校正电路系统。第一震荡器电路系统输出第一震荡信号。信号处理电路系统根据该第一震荡信号对多个校正信号进行混频，以发射第一输出信号。校正电路系统检测该第一输出信号的功率以产生多个系数，并根据所述系数、一同相数据信号与一正交数据信号产生所述校正信号。第二震荡器电路系统邻近设置于该第一发射器，并用以输出一第二震荡信号。其中所述校正信号用以降低该第一输出信号以及该第二震荡信号两者对该第一震荡器电路系统产生的一牵引。
本公开的一实施方式是提供一种校正方法，其包含下列操作：通过一第一发射器根据一第一震荡信号对多个校正信号进行混频，以发射一第一输出信号，其中该第一震荡信号由该第一发射器的一第一震荡器电路系统提供；检测该第一输出信号的功率以产生多个系数；以及根据所述系数、一同相数据信号与一正交数据信号产生所述校正信号，其中所述校正信号用以降低该第一输出信号以及一第二震荡信号两者对该第一震荡器电路产生的一牵引，且该第二震荡信号由邻近设置于该第一发射器的一第二震荡器电路系统提供。
综上所述，本公开实施例所提供的信号传输装置以及校正方法可产生多个校正信号，以同时消除发射器本身以及邻近于此发射器的外部电路因牵引效应所产生的误差。如此一来，可改善应用于多通道传输应用下的信号传输装置内的多个发射器的效能。
附图说明
图1为根据本公开一些实施例绘制的信号传输装置的示意图；
图2A为根据本公开一些实施例绘制的图1中的发射器的示意图；
图2B为发射器发生牵引效应时在时域下的数学等效模型示意图；
图2C为根据本公开一些实施例所示出的一种抑制牵引效应的校正矩阵的数学等效模型示意图；
图3为根据本公开一些实施例所示出的图1中的发射器的示意图；
图4为根据本公开一些实施例所示出的系数的调整方法的流程图；
图5为根据本公开一些实施例绘制的图3中相位校正电路的示意图；以及
图6为根据本公开一些实施例绘制的图3中相位校正电路的示意图。
符号说明
100：信号传输装置120、130：发射器
124：震荡器电路系统134：震荡器电路系统
122：信号处理电路系统124：信号处理电路系统
201、211：数字模拟转换器I(t)、I[n]：同相数据信号
202、212：低通滤波器
206：压控震荡器Q(t)、Q[n]：正交数据信号
207：本地震荡信号产生器C1、C2：系数
203、213：混频器I’(t)、Q’(t)：校正信号
215：加法器I’[n]、Q’[n]：校正信号
204：功率放大器320：校正电路系统
205：天线SDC1：数字码
SDBB：基频信号322：反馈控制电路
SABB：模拟信号324：计算电路
SVCO1、SVCO2：震荡信号 324A：相位校正电路
SLO、SILO：本地震荡信号 324B：校正信号产生电路
SQLO：本地震荡信号322A：衰减器
SVM：调制信号 322B：自混频器
SVM1～SVM3：调制信号 322C：放大器
SVO1：输出信号322D：模拟数字转换器
SVO1’、SVO2：输出信号 322E：校正电路
200A：校正矩阵 323：信号功率检测器
θ(t)：相位误差 325：调整电路
ωLO(t)：角频率SVD、SVD’：检测信号
I2[n]、Q2[n]：运算值400：方法
I[n]Q[n]：运算值 S401～S409：操作
I2[n]-Q2[n]：运算值501～505：乘法器
C1*(I2[n]-Q2[n])：运算值506：减法器
2C2*(I2[n]-Q2[n])：运算值 507：加法器
601、602：有限脉冲滤波器θ1(t)、θ2(t)：相位误差
具体实施方式
下文是举实施例配合附图作详细说明，但所提供的实施例并非用以限制本公开所涵盖的范围，而结构操作的描述非用以限制其执行的顺序，任何由元件重新组合的结构，所产生具有均等技术效果的装置，皆为本公开所涵盖的范围。此外，附图仅以说明为目的，并未依照原尺寸作图。为便于理解，下述说明中相同或相似的元件将以相同的符号标示来说明。
另外，关于本文中所使用的“耦接”或“连接”，均可指两个或更多个元件相互直接作实体或电性接触，或是相互间接作实体或电性接触，亦可指两个或更多个元件相互操作或动作。
于本文中，用语“电路系统(circuitry)”可泛指包含一或多个电路(circuit)所形成的单一系统。用语“电路”可泛指由一或多个晶体管与/或一或多个主被动元件按一定方式连接以处理信号的物件。
本文中所使用的“信号A(t)”指模拟形式的连续信号，“信号A[n]”指数字形式的离散信号，并对应至信号A(t)。例如信号A[n]可通过数字模拟转换器转换至对应的信号A(t)。同理，于另一些实施例中，信号A(t)可通过模拟数字转换器转换至对应的信号A[n]。
为易于理解，各附图中的类似元件将被指定为相同标号。
图1为根据本公开一些实施例绘制的信号传输装置100的示意图。信号传输装置100包含发射器120与130，因而可应用于多通道传输数据的相关应用。为易于说明，图1仅示出两组发射器，但并不以此为限。于其他实施例中，信号传输装置100的发射器数量可大于2。
发射器120包含信号处理电路系统122与震荡器电路系统124。震荡器电路系统124产生具有频率fVCO1的震荡信号SVCO1至信号处理电路系统122。信号处理电路系统122根据震荡信号SVCO1处理基频信号SDBB，并发射出输出信号SVO1。发射器130包含信号处理电路系统132与震荡器电路系统134。震荡器电路系统134产生具有频率fVCO2的震荡信号SVCO2至信号处理电路系统132。信号处理电路系统132根据震荡信号SVCO2处理基频信号SDBB，并发射出输出信号SVO2。
依据不同应用，发射器120与130所处理的基频信号SDBB可为相同或不同，且频率fVCO1与频率fVCO2可为相同或不同。于一些实施例中，在未具有信号处理电路系统132的情形下，震荡信号SVCO2可传送至信号处理电路系统122。于此例中，信号处理电路系统122可选择性地根据震荡信号SVCO1或震荡信号SVCO2发射输出信号SVO1。如此，当频率fVCO1与频率fVCO2不同时，发射器120可适用于双模应用。
于一些实施例中，发射器120与发射器130彼此邻近设置。例如，发射器120与发射器130(与/或震荡器电路系统134)整合设置于单一晶粒内。或者，发射器120与发射器130(与/或震荡器电路系统134)分别设置于第一晶粒与第二晶粒，但第一与第二晶粒皆封装于单一包装内(即信号传输装置100可由多个晶粒实施，并封装为单一芯片或集成电路)。于实际应用中，发射器120与发射器130可能彼此干扰，而让输出信号SVO1与/或输出信号SVO2出现误差。例如，输出信号SVO1耦合至震荡器电路系统124(即发射器120内部发生牵引(pullingeffect)且震荡信号SVCO2与/或输出信号SVCO1耦合至震荡器电路系统124(即发射器130对发射器120发生牵引)，导致发射器120的输出信号SVO1造成误差。于一些实施例中，如后所述，发射器120(与/或发射器130)还设置有校正电路系统320，以改善多个来源因牵引效应产生的影响。
图2A为根据本公开一些实施例绘制的图1中的发射器120的示意图。信号处理电路系统122包含数字模拟转换器201、低通滤波器202、混频器203、功率放大器204与天线205。震荡器电路系统124包含压控震荡器206与本地震荡信号产生器207。
数字模拟转换器201根据基频信号SDBB产生模拟信号SABB。低通滤波器202移除模拟信号SABB上的镜像噪声。压控震荡器206产生具有频率fVCO1的震荡信号SVCO1。本地震荡信号产生器207可对震荡信号SVCO1进行除频，以产生具有本地频率fLO的本地震荡信号SLO。混频器203可根据本地震荡信号SLO1对经滤波后的模拟信号SABB进行升频，以输出调制信号SVM。功率放大器204放大调制信号SVM的功率而产生输出信号SVO1。天线205发射输出信号SVO1。输出信号SVO1在时域上可表示为下式(1)：
SVO1＝GABB(t)cos(ωLOt+θBB(t)+σ)…(1)。
在式(1)中，G为发射器120的整体增益，SABB(t)为模拟信号SABB的振幅，ωLO为对应本地频率fLO的角频率，θBB(t)为模拟信号SABB的相位，且σ为基频信号SDBB经过发射器120时所引入的额外相位。
当图1所述的牵引效应发生时，输出信号SVO1可修正为下式(2)：
SVO1＝GABB(t)cos(ωLOt+θBB(t)+σ+θ1(t)+θ2(t))
＝GABB(t)cos(ωLOt+θBB(t)+σ+θ(t))…(2)。
其中，θ1(t)为输出信号SVO1产生的牵引效应所引入的相位误差，θ2(t)为另一发射器130(例如为来自震荡信号SVCO2与/或输出信号SVO2的耦合)与/或因牵引效应所引入的相位误差，故总相位误差θ(t)为θ1(t)与θ2(t)的总和。若式(2)中额外相位σ为0，且发射器120的增益G＝1，可将输出信号SVO1进一步简化为下式(3)：
SVO1＝ABB(t)cos(ωLOt+θBB(t)+θ(t))…(3)。
展开式(3)可得到下式(4)：
SVO1＝[ABB(t)cos(θBB(t))cos(θ(t))cos(ωLOt)]
+[ABB(t)sin(θBB(t))cos(θ(t))(-sin(ωLOt)]
+[ABB(t)cos(θBB(t))sin(θ(t))(-sin(ωLOt)]
-[ABB(t)sin(θBB(t))sin(θ(t))(cos(ωLOt)]
＝[I(t)cos(θ(t))cos(ωLOt)+Q(t)cos(θ(t))(-sin(ωLOt))]
+[I(t)sin(θ(t))(-sin(ωLOt)-Q(t)sin(θ(t))(cos(ωLOt))]…(4)。
其中，I(t)＝SABB(t)cos(θBB(t))，且I(t)为对应于基频信号SDBB的同相(in-phase)数据信号。Q(t)＝SABB(t)sin(θBB(t))，且Q(t)为对应于基频信号SDBB的正交(quadrature)数据信号。
图2B为发射器120发生牵引效应时在时域下的数学等效模型示意图。图2C为根据本公开一些实施例所示出的一种抑制牵引效应的校正矩阵的数学等效模型示意图。
于一些实施例中，在混频模拟信号SABB前，模拟信号SABB可经过图2C的校正矩阵200A校正，以消除总相位误差θ(t)。根据图2B与图2C，同相数据信号I(t)与正交数据信号Q(t)满足式(5)：
根据式(5)通过校正矩阵200A对模拟信号SABB预先运算，可消除总相位误差θ(t)。
以复变函数形式改写式(5)为下式(6)：
Γ(t)+jQ'(t)＝[I(t)+0(t)]e[-jθ(t)]＝[I(t)+Q(t)][α(t)+jβ(t)]…(6)。
其中，I’(t)+jQ’(t)为经过校正矩阵200A运算后的校正信号，且相位校正信号α(t)为cos(θ(t))，相位校正信号β(t)为-sin(θ(t))。等效而言，通过校正矩阵200A对模拟信号SABB预先进行运算，可产生预先相位校正信号
参照文件(Pulling Mitigation in Wireless Transmitter IEEE JSSC vol.49,NO.9,Sep.2014.)的内容与图3，相位误差θ(t)与基频信号SDBB有关，其中基频信号SDBB对应的模拟信号SABB可由同相数据信号I(t)与正交数据信号Q(t)叠加而成，即SABB＝I(t)+jQ(t)。根据上述文件的图3与式(6)，预先相位校正信号
因此，上式(7)中的系数C1与C2可用来产生预先相位校正信号
下述实施例将以时域或频域的概念呈现。图3为根据本公开一些实施例所示出的图1中的发射器120的示意图。
发射器120包含校正电路系统320，且信号处理电路系统122还包含低通滤波器212、混频器213、加法器215、功率放大器204与天线205。
数字模拟转换器201根据校正信号I’[n]产生校正信号I’(t)。低通滤波器202移除校正信号I’(t)上因数字模拟转换所造成的镜像。混频器203根据本地震荡信号SILO对滤波后的校正信号I’(t)升频，以输出调制信号SVM1。
数字模拟转换器211根据校正信号Q’[n]产生校正信号Q’(t)。低通滤波器212移除校正信号Q’(t)上的镜像。混频器213根据本地震荡信号SQLO对滤波后的校正信号Q’(t)升频，以输出调制信号SVM2。加法器215相加调制信号SVM1与调制信号SVM2，以产生调制信号SVM3。功率放大器204放大调制信号SVM3以产生输出信号SVO1，并经由天线205发射输出信号SVO1。
于一些实施例中，校正电路系统320包含反馈控制电路322以及计算电路324。反馈控制电路322分析输出信号SVO1以产生数字码SDC1，并根据数字码SDC1产生系数C1～C2。计算电路324根据系数C1～C2、同相数据信号I[n]与正交数据信号Q[n]产生校正信号I’[n]以及校正信号Q’[n]至信号处理电路系统122。
反馈控制电路322包含衰减器322A、自混频器322B、放大器322C、模拟数字转换器322D以及校正电路322E。
衰减器322A降低输出信号SVO1的功率，以产生输出信号SVO1’至自混频器322B。于一些实施例中，衰减器322A可由至少一耦合电容实现。自混频器322B根据输出信号SVO1’调制输出信号SVO1’，以产生检测信号SVD。于一些实施例中，自混频器322B可由交叉耦接的晶体管对实现。
于一些实施例中，若功率放大器204的增益较低，输出信号SVO1可直接输入至自混频器322B。于此例中，自混频器322B对输出信号SVO1自我混频(例如为对输出信号SVO1执行平方运算)，以产生检测信号SVD。
放大器322C放大检测信号SVD，以产生检测信号SVD’。放大器322C可为具有固定增益或可调增益的放大器电路。模拟数字转换器322D根据检测信号SVD’产生数字码SDC1。校正电路322E根据数字码SDC1产生系数C1～C2。
参照图2A以及前述的相关文件的图8及其内文，发射器120的输出信号SVO1的频率为fLO+fM，其中fM为模拟信号SABB的频率(例如为正交数据信号Q(t)或同相数据信号I(t)的频率)。当受到牵引效应影响时，发射器120的输出端会出现两个主要噪声，其频率分别为fLO+3fM以及fLO-fM。换句话说，输出信号SVO1主要包含频率为fLO+fM、fLO+3fM以及fLO-fM的多个信号。经混频后(相当于平方运算后)，检测信号SVD至少包含具有频率为2fM以及4fM的多个信号成分。检测信号SVD中的信号成分的频率约为正交数据信号Q(t)或同相数据信号I(t)的频率的两倍或四倍。据此，数字码SDC1至少包含具有频率为2fM以及4fM的多个信号成分。因此，具有频率2fM以及4fM的多个信号成分可反映出牵引效应的影响。
于一些实施例中，校正电路322E包含信号功率检测器323与调整电路325。信号功率检测器323检测数字码SDC1中具有频率2fM或4fM的信号成分的功率，以产生调整信号SVA。调整电路325根据调整信号SVA调整系数C1～C2。于另一些实施例中，相对于具有频率2fM的信号成分，具有频率4fM的信号成分的频率较高而易于传输时受到较大的衰减。因此，信号功率检测器323可仅检测数字码SDC1中具有频率2fM的信号成分的功率，以产生调整信号SVA。
通过上述反馈控制方式，系数C1～C2可经调整以降低输出信号SVO1中具有频率fLO+3fM或fLO-fM的多个噪声信号成分的功率。如此，发射器120受到牵引效应的影响将被降低。
下方实施例以检测具有频率2fM的信号成分的功率为例说明，但本公开并不以此为限。于其他实施例中，相关电路设置方式可依各实施例的设置方式进行类推、修改或置换，以检测具有频率4fM的信号成分的功率。
图4为根据本公开一些实施例所示出的系数C1～C2的调整方法400的流程图。于一些实施例中，调整电路325可由数字信号处理电路实现，以执行图4中的方法400，以产生系数C1～C2。该数字信号处理电路可由调整信号SVA获得具有频率2fM或4fM的信号成分的功率。
于一些实施例中，通过比较先前连续两次所检测到具有频率2fM或4fM的信号成分的功率，可轮流调整系数C1～C2。于图4中，E(n)为具有频率2fM或4fM的信号成分的功率，n为调整次数。于操作S401中，让系数C1～C2的调整方向皆为增加，即将SIGN_C1与SIGN_C2设定为1，其中SIGN_C1与SIGN_C2分别表示系数C1与C2的调整方向。于操作S402中，确认前三次所测量到的具有频率2fM或4fM的信号成分的功率(即E(n-3))是否低于前两次所测量到的具有频率2fM或4fM的信号成分的功率(即E(n-2))。若是，则执行操作S403。反之，则执行操作S404。
于操作S403，将系数C1的调整方向重设为减少，亦即将SIGN_C1设定为-SIGN_C1。如前述，系数C1～C2被调整以降低输出信号SVO1中具有频率fLO+3fM或fLO-fM的多个信号成分的功率。当功率E(n-3)低于功率E(n-2)时，表示调整方向出现错误。于此条件下，可先调整系数C1～C2的一者，以更正系数C1～C2的调整方向。或者，当功率E(n-3)高于功率E(n-2)时，表示调整方向正确。
于操作S404中，产生系数C1(n)，其中
C1(n)＝C1(n-2)+SIGN_C1*STEP_C1。于上式中，C1(n-2)为系数C1于前2次时刻的数值，且STEP_C1为系数C1的预定调整值。举例而言，当系数C1～C2的调整方向出现错误时，可让系数C1改为减少预定调整值STEP_C1，以产生新的系数C1。或者，当系数C1～C2的调整方向正确时，可让系数C1继续增加预定调整值STEP_C1，以产生新的系数C1。
于操作S405，输出新的系数C1(n)并保持系数C2，并增加调整次数n，亦即n＝n+1。
于操作S406，确认前三次所测量到的具有频率2fM或4fM的信号成分的功率(即E(n-3))是否低于前两次所测量到的具有频率2fM或4fM的信号成分的功率(即E(n-2))。若是，则执行操作S407。反之，则执行操作S408。
于操作S407，将系数C2的调整方向重设为减少，亦即将SIGN_C2设定为-SIGN_C2。
于操作S408中，产生系数C2(n)，其中
C2(n)＝C2(n-2)+SIGN_C2*STEP_C2。C2(n-2)为系数C2于前两次调整时的数值，且STEP_C2为系数C2的预定调整值。
在系数C1(n)调整后，可经由相同做法确认系数C2的调整方向是否出现错误，并在确认系数C2的调整方向后输出系数C2(n)。操作S406～S408与操作S402～S404类似，故于此不再赘述。
于操作S409，确认调整次数n是否超出临界值。若是，则结束调整，并输出系数C1～C2。若否，则重复执行操作S402，以进一步调整系数C1～C2至更佳值。通过设置操作S409，可让发射器120的操作效率得以维持。
上述调整系数C1～C2的方式仅为示例。各种可调整系数C1～C2的设置方式应当视为本公开所涵盖的范围之内。
继续参照图3，计算电路324包含相位校正电路324A与校正信号产生电路324B。相位校正电路324A根据系数C1～C2、同相数据信号I[n]以及正交数据信号Q[n]产生预先相位校正信号
图5为根据本公开一些实施例绘制的图3中相位校正电路324A的示意图。于此例中，相位校正电路324A包含乘法器501～505、减法器506以及加法器507。此例中的相位校正电路324A可适用窄频应用。
乘法器501平方相乘同相数据信号I[n]，以产生运算值I2[n]。乘法器502平方相乘正交数据信号Q[n]，以产生运算值Q2[n]。乘法器503相乘同相数据信号I[n]以及正交数据信号Q[n]，以产生运算值I[n]Q[n]。减法器506自运算值I2[n]减去运算值Q2[n]，以产生运算值I2[n]-Q2[n]。乘法器504相乘系数C1与运算值I2[n]-Q2[n]，以产生运算值C1*(I2[n]-Q2[n])。
乘法器505相乘两倍的系数C2与运算值I[n]Q[n]，以产生运算值2C2*(I[n]Q[n])。加法器507相加运算值C1*(I2[n]-Q2[n])以及运算值2C2*(I[n]Q[n])，以产生预先相位校正信号
图6为根据本公开一些实施例绘制的图3中相位校正电路324A的示意图。此例中的相位校正电路324A可适用宽频应用。
相较于图5，相位校正电路324A还包含有限脉冲滤波器601～602，其分别替代混频器504与混频器505。
于一些实施例中，有限脉冲滤波器601～602可通过设计每一阶(TAP)的系数来产生所需的运算值。举例而言，在发射器120欲被校正的频宽内，可依序输入N个频率为fi的测试信号至发射器120，其中i为1,2,…,N，N为正整数。信号功率检测器323可据此检测具有频率2fi或4fi的信号成分的功率。同时，经由方法400调整系数C1～C2，以让具有频率2fi或4fi的信号成分的功率降低。当具有频率2fi或4fi的信号成分的功率降到最低时，存储当下的系数C1～C2为滤波系数C1,i以及C2,i。在取得N组的系数C1,i以及C2,i后，可对C1,i～C1,N及其各自的共轭数进行逆傅里叶转换。如此，可根据运算后的结果的实部取得有限脉冲滤波器601的N阶的各个系数。同理，可对2C2,i～2C2,N及其各自的共轭数进行逆傅里叶转换。如此，可根据运算后的结果的实部取得有限脉冲滤波器602的N阶的各个系数。当运算值I2[n]-Q2[n]以及运算值I[n]Q[n]经过有限脉冲滤波器601～602时，有限脉冲滤波器601～602可据此输出相应的运算值至加法器507，以产生预先相位校正信号
综上所述，本公开实施例所提供的信号传输装置以及校正方法可产生多个校正信号，以同时消除发射器本身以及邻近于此发射器的外部电路因牵引效应所产生的误差。如此一来，可改善应用于多通道传输应用下的信号传输装置内的多个发射器的效能。
虽然本公开已以实施方式公开如上，然其并非限定本公开，任何本领域技术人员，在不脱离本公开的精神和范围内，当可作各种的变动与润饰，因此本公开的保护范围当视权利要求所界定者为准。
